MBC-CDMA移动通信实验指导书2.0new

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1、MBC-CDMA移动通信实验鲁昆生 华中科技大学电子与信息工程系32前言由于DS-CDMA（直接序列扩频-码分多址）具有抗干扰能力强及系统容量大等突出优点，因而在移动通信中获得极度重视和广泛应用。DS-CDMA在第二代移动通信（2G）中已异军突起、力压群芳（IS95标准的QCDMA移动通信系统），那么在第三代移动通信（3G）中基本上独占鳌头（cdma2000,WCDMA及TD-SCDMA等）1,4,5。本CDMA移动通信实验系统是简化的2G及3G的CDMA移动通信系统（IS95、cdma2000及WCDMA），以能控制能观测的方式，将其中最关键的技术展现在学生面前，通过实验使他们对DS-CDM

2、A技术有较深刻的感性认识，加深对书本理论知识的理解；除了有验证性、综合性实验外，还有设计性实验，通过各种类型的实验可增强学生研究问题解决问题的动手能力。实验指导书共分四章。第1章介绍DS-CDMA移动通信的基本原理，熟悉教材中这部分内容的同学可跳过这一章。第2章介绍DS-CDMA移动通信实验系统的原理，包括实验系统的构成、工作原理及主要参数的选取。这一章是作为一个完整DS-CDMA移动通信实验系统（实验箱）的总体的系统的介绍，只有掌握了这一章的内容才能顺利完成第3、4章的实验。第3章是DS-CDMA移动通信原理性及综合性的实验，通过实验了解DS-CDMA系统各部件的构成及工作原理，了解系统的构

3、成及工作原理。第4章是DS-CDMA移动通信设计性实验，通过实验更深入了解掌握DS-CDMA系统的一些关键技术的原理，增强学生研究问题解决问题的动手能力。本CDMA移动通信实验系统可作为相关专业本科生“移动通信”理论课程1,2,7的配套实验设备，还可用于本科生课程设计及毕业设计。编著者 于华中科技大学 2007年12月目 录第1章 DS-CDMA移动通信原理11.1 DS-CDMA移动通信基本原理11.1.1 正交序列11.1.2 DS-CDMA移动通信系统41.1.3 DS-CDMA移动通信的若干技术51.2 正交序列71.2.1 m序列71.2.2 M序列81.2.3 Gold序列81.2

4、.4 截短的Gold序列81.2.5 Walsh序列（函数）91.3 地址码设计10第2章 CDMA移动通信实验系统原理122.1 CDMA移动通信实验系统概述122.1.1 地址码122.1.2 用户数据及地址的设置142.1.3 工作频率及码速率142.2 同步CDMA移动通信实验系统原理（IS95及CDMA2000基本原理）152.2.1 基站1（BS1）152.2.2 基站2（BS2）202.2.3 移动台（MS）222.3 异步CDMA移动通信实验系统(WCDMA基本原理)302.4 CDMA实验箱模块布局、模块功能及信号测量点302.4.1 BS1模块312.4.2 BS2模块31

5、2.4.3 BS1及BS2共用的电路模块312.4.4 MS模块312.4.5 通信系统制式模块332.4.6 D1信道编码设置模块332.4.7 D2、D3、D4数据格式模块332.4.8 测量仪342.4.9 BS1信号测量点342.4.10 BS2信号测量点352.4.11 MS信号测量点362.4.12 测量仪信号测量点37第3章 CDMA移动通信原理性综合性实验38实验一、M序列相关特性38实验二、M序列相关特性及5阶M序列42实验三、GOLD序列及截短的GOLD序列相关特性45实验四、WALSH序列相关特性及16阶WALSH序列49实验五、数据成帧及帧同步提取52实验六、信道编码(

6、1)：卷积编码57实验七、信道编码(2)：交织编码63实验八、复合地址码扩频调制及PN码解扩(去扰)66实验九、PSK载波调制、载波提取及载波解调69实验十、WALSH码相关检测73实验十一、PN码同步77实验十二、多基站、多信道、多用户同步CDMA移动通信系统81实验十三、多基站、多信道、多用户异步CDMA移动通信系统85实验十四、DS-CDMA系统抗白噪声能力及扩频增益87实验十五、DS-CDMA系统抗多址干扰能力及扩频增益92实验十六、DS-CDMA系统抗窄带干扰能力及扩频增益94实验十七、电波传播损耗及远近效应99第4章 CDMA移动通信设计实验102实验十八、同步CDMA系统PN码同

7、步102实验十九、异步CDMA系统PN码同步106参考文献108第1章 DS-CDMA移动通信原理1.1 DS-CDMA移动通信基本原理图1-1为直扩码分多址DS-CDMA（Direct Sequence Spread Spectrum-Code Division Multiple Access）通信系统原理框图。DS-CDMA利用高速率的正交码序列ci（互相关函数值为0或很小的码序列）作为地址码，与用户信息数据di相乘（或模2加）得到信息数据的直接序列扩频信号，经过相应的信道传输后，在接收端与本地产生的地址码进行相关检测，从中将地址码与本地地址码一致的用户数据选出，把不一致的用户数据除掉。码

8、分多址通信系统可完成时域、频域及空间上混叠的多个用户数据的同时传输，或者说，利用正交地址码序列在同一载频上形成了多路逻辑信道，可动态地分配给用户使用。信码d1(Rb)fcC1CLKd1sEX(t)调制解调0Tb ( ) dt采样解扩d1时钟同步地址码同步载波同步S(t)s1(t)s(t)载波fc地址码c1(Rp=pRb)调制载波fc地址码cN相关检测扩频信码dN图1-1 DS-CDMA移动通信系统原理框图SN(t)其工作原理如下。1.1.1 正交序列（1）定义设ci(t), i=1,2,N是序列周期为T的一组序列，序列长P位码片（子码），码片周期Tp=T/P。它们的互相关函数为 （1-1）式中

9、，为的循环移位序列。自相关函数为 （1-2）式中，为的循环移位序列。相关函数描述了二个序列或波形的相似程度。若，则它们是正交序列组，可以作为DS-CDMA系统的地址码。为了使收端能实现地址码同步，它应该具有尖锐的自相关峰并且在一个序列周期内只有一个自相关峰，即满足 （1-3）下面通过一个例子来了解正交码序列。表1-1给出8阶Walsh序列1。表示0号8阶Walsh序列，其它依此类推。在研究8阶Walsh序列的正交性前，先研究一下如何计算及用什么电路实现式（1-1）、（1-2）所示的相关运算。表1-1 8阶沃尔什(Walsh)序列（0，1）域（-1，+1）域0 0 0 0，0 0 0 0-1-1

10、-1-1，-1-1-1-10 1 0 1，0 1 0 1-1 1-1 1，-1 1-1 10 0 1 1，0 0 1 1-1-1 1 1，-1-1 1 10 1 1 0，0 1 1 0-1 1 1-1，-1 1 1-10 0 0 0，1 1 1 1-1-1-1-1， 1 1 1 10 1 0 1，1 0 1 0-1 1-1 1， 1-1 1-10 0 1 1，1 1 0 0-1-1 1 1， 1 1-1-10 1 1 0，1 0 0 1-1 1 1-1， 1-1-1 1注：表中规定二元数椐(0,1)域与(-1,+1)对应转换关系为：0-1，1+1，与一般资料上的规定(0+1，1-1)相反。这样

11、规定物理概念清晰，结果亦不失一般性,见以下分析。二进制数用0，1表示，在常用的正逻辑数字电路里面的形式是低电平（L）、高电平（H）。两个二进制序列A、B由异或门及模拟乘法器进行处理的电路及输出波形如图1-2所示。图中，假定A=010011，B是长串的连0及连1。模拟乘法器输入、输出端有自己的正常静态偏置电平，故与前后电路必须通过隔直流电容相联。输入二进制序列0、1经过隔直后，以模拟乘法器输入偏置电平为参考，成为负电平、正电平，归一化后为-1、+1，即0-1，1+1。由图1-2可见，除了倒相之外，两电路的输出波形完全相同。而倒相的差别，很容易通过加一级倒相器来消除，可以不予考虑。将A、B互换或改

12、为其它1 1 0 001 1 10 0BA1 1 1 1 -1 -1 -1-1 -1-1 -A，B = -1(B=0)：AAAB = AB 01AAB( a )AB =A， B=0：A， B=1： 1 1 A-AB( b )A， B = +1(B=1)：图12 两个二进制序列的运算(a)异或门及(b)模拟乘法器数椐重画波形，可得到相同结果。如果加一级倒相器在模拟乘法器的二个输入端则两个电路的输出相同，这就是一般资料上规定的二元数椐在(0,1)域与(-1,+1)域的对应转换关系：0+1，1-1，与前述转换关系没有本质区别，为使物理概念清楚些我们采用前者。由以上分析可得到以下结论：（1）、（0，1

13、）域上的二进制序列作乘法运算，必须首先转换到（-1，+1）域上（转换关系：0-1，1+1），然后再相乘。（2）、二进制序列在（0，1）域上模二加（异或）运算与其在（-1，+1）域上的乘法运算等效。即对二进制序列可以用模二加代替乘法运算。当然，对于两路输入为多个数字序列波形线性叠加成的多电平信号情况下，就不能用模二加代替乘法运算了。下面就可按式（1-1）以表1-1中的、为例来研究沃尔什序列的正交性。图1-3是用模拟乘法器求、互相关函数值R1,7的有关波形。由图可见，在求互相关函数值积分过程中，积分值在t=0时刻为0，然后围绕0起伏变化，在t=T的最后时刻得互相关函数值R1,7=0。t0T0t W

14、18W78 dt图13 W18、W78及互相关函数值TTPW18W78W18W78+1-1+1-1+1-1R1,7 =0T W18W78 dt=0由于数字序列在子码周期内为常数，则在子码对齐时相关函数的积分等于分段积分后再求和： 由上式也可见，在子码对齐时，数字序列相关函数Ri,j(=nTp)，其中为子码周期Tp整数倍，等于两序列(-1,+1)域对应位相乘再求和(再乘以码周期)。或者相关函数Ri,j(nTp)=(A-D)Tp，相关系数i,j(nTp)=(A-D)/P，式中，A为两序列对应位相同的个数，D为两序列对应位不同的个数，P=A+D等于序列包含的子码元总数。当然，以上讨论对求自相关函数/

15、系数同样有效。同法可求出其它任意二个序列之间的互相关函数都为0。1.1.2 DS-CDMA移动通信系统图1-1为DS-CDMA移动通信系统原理框图。系统中采用包含N个码序列的正交码组C1，C2，CN作为地址码，分别与信码d1,d2,dN模2加或相乘实现扩频调制。信码速率Rb（单位：b/s，比特/秒）、周期Tb=1/Rb；地址码速率Rp（单位：c/s，码片/秒或子码/秒）、周期Tp=1/Rp，地址码序列每周期包含p个子码元，序列周期。通常设置 即 （1-4）地址码速率Rp是信息速率Rb的p整数倍，1个信码周期Tb对应一个地址码序列周期T。信息码与地址码相乘后占据的频谱宽度扩展了p倍。由N个正交地

16、址码在一对双工载频上构成N个逻辑信道，可供N对用户同时通信。图中画出发端的N个用户及收端第1个用户。DS-CDMA系统的载波调制方式可采用调频或调相，以调相方式应用最广。以2PSK调制为例，发端用户1发射的信号为 （1-5）上式中，d1(t).c1(t)是（-1，+1）域二元数据，则S1(t)是0/调相的2PSK信号。故载波调制器就是模拟乘法器。发端N个用户发射在空中的信号在时域、频域完全混叠在一起，收端每一个用户都可收到。收端第1个用户天线收到的信号（1-6）载波解调后的信号 (1-7)经过与本地地址码c1(t)相关检测后输出信号 上式中，T为地址码序列周期，等于信码周期Tb，故积分号中信码

17、di(t)是常数可提出，得 代入式（1-1）地址码的正交性关系可得 （1-8）上式中为c1(t)的自相关函数峰值。经采样后得到方波形式的信码d1(t)。收端用户1从发端N个用户发射在空中，在时域及频域完全混叠的DS-CDMA信号中，接收到发端用户1的信码。1.1.3 DS-CDMA移动通信的若干技术（1）正交序列的研究、选择及配置。（2）为克服远近效应，要进行精确，快速的发射功率控制。由前面式（1-6）（1-8）的分析可见，如果地址码组严格正交，并且收端对接收信号采用相关检测(与地址码相乘再积分)，则式（1-8）所示收端输出只包含有用信息，而不包含其它地址的信息，即不存在多址干扰。但实际情况并

18、不是如此理想，接收端就存在多址干扰。这样一来，接收机收到的近地发射机来的无用的强信号对远地发射机来的有用的弱信号会产生严重多址干扰甚至将其淹没。这种近地强信号对远地弱信号接收的抑制现象称为“远近效应”。同一小区内各移动台与基站距离不同，各移动台发射信号到达基站接收机的传输距离不同，存在远近效应；而基站发射的多路信号到达某一移动台接收机的传输距离相同，不存在远近效应。克服远近效应的方法是对移动台发射功率进行精确、快速及大幅度的控制，使任一移动台无论处于什么位置，其发射信号到达基站接收机时，都具有相同的电平，而且刚刚达到要求的信干比门限；基站发射信号虽不存在远近效应，但仍进行慢速及小幅度的控制，使

19、移动台接收机收到基站发射来的信号刚刚达到要求的信干比门限。(3) 基站发射多路信号的合路方式及功率控制方式原则上，基站需为每条DS-CDMA逻辑信道配置一台发射机，但由于这些发射机处于同一基站，发射载频相同，故基站总的发射信号可表示为 （1-9）由式（1-9）可见，基站各信道发射的射频信号，可先在中频wIF实现扩频调制及载波调制，经线性叠后由1台发射机上变频到射频再功率放大后发射出去。调整各信道中频信号幅度，就调整了各信道射频信号幅度（功率）。基站发射的多路射频信号另外一种形式为 （1-10）即，可先将各信道扩频调制后的基带信号线性叠加，再对同一载波进行调制后发射出去。调整各信道扩频基带信号的

20、幅度，就调整了各信道射频信号幅度。1.2 正交序列当前常用的正交序列分为二类：（1）m序列及其派生出来的M序列、Gold序列及其截短序列。它们0.1取值随机变化，并且在一个序列周期内只有一个尖锐的自相关峰，与白噪声的特性类似，故称为PN序列(Pseudo Noise seguence伪噪声序列)。（2）Walsh序列及其派生出来的可变长度Walsh序列（用于cdma2000）及OVSF码(用于WCDMA)。它们不是PN序列。下面介绍以上各类正交码，对于理论课教材和主要参考资料上有详细介绍的内容我们只指出内容的位置，归纳一下要点，而不再赘述。1.2.1 m序列详细内容见资料1第2.5.3节或资料

21、3第五章第二节。n阶m序列长度为P=2n-1，若序列周期为T，则码元周期TP=T/P。现将其主要特性归纳如下。（1）随机性m序列码元0、1取值随机变化，表现在二个方面： 0、1码元数基本相等，1比0仅多1位。 各种长度0、1码游程（连0连1情况）都有，最长为n最短为1，并且从长游程到短游程，游程数均匀增加。（2）自相关特征在一个序列周期内只有1个自相关峰值，自相关系数为1，只要时延TP，自相关系数值就下降到-1/P，有优良的二值自相关特性，并且随着序列长度P的增加而改善。（3）互相关特性同阶次的m序列的互相关函数以优选对之间的最小，满足下式 （1-11）则互相关系数满足 （1-12）由式（1-

22、12）可见，n愈大，序列愈长，互相关系数峰值愈小，正交性愈好。（4）其它特性移位相加性m序列与其循环移位后的序列逐位模2加得到该m序列的另一个循环移位序列。即，（0，1）域式中，K、L为整数。或，（-1，+1）域采样性8按2K（K为正整数）的间隔对周期重复的m序列采样得到该m序列的循环移位序列。例如生成多项式f(x)=x3+x2+1的3阶m序列（长23-1=7）如下式第1行所示。第2行为其间隔2的采样序列，为原序列的循环移位序列。m(t) ：1110010,1110010,1110010,1110010, 间隔2采样：1 1 0 0 1 0 1，1 1 0 0 1 0 1， （1-13）然后对

23、第2行再间隔2采样仍得到循环移位的原序列。如此重复下去的结果即验证了开始的结论。1.2.2 M序列7M序列又称为全长序列，由n级移位寄存器产生序列长为2n的周期序列，达到n级移位寄存器所能产生的最长序列。同阶次的M序列数量比m序列多得多，其中的一部分可由m序列在n-1个连0后插入1个0得到，这正是当前实际用于同步CDMA移动通信系统的PN序列。基于这一点，本文中我们形象地称M序列是由m序列派生而来。M序列的随机性与m序列相似。自相关特性稍差，不象m序列的二值特性而是多值的，具有较大的旁峰（旁瓣）。目前尚没有计算M序列自相关函数的一般公式，通常只能按定义逐位计算得到。M序列不再具有移位相加性及采

24、样性。1.2.3 Gold序列1Gold序列是m序列的复合码。n阶Gold序列由同阶次m序列优选对的输出模二加而得到，改变其中1个m序列的相位就得到n阶Gold序列组中的另一个。加上产生它们的m序列优选对，n阶Gold序列组包含有（2n-1）+2=2n+1个Gold序列，比同阶次的m序列数多得多。Gold序列的自相关函数不再是二值，而具有旁峰（旁瓣），但最大旁峰只与产生它们的m序列优选对的互相关函数峰值一样，如式（1-11）及式（1-12）所示。Gold序列的互相关函数最大峰值也与产生它们的m序列优选对的一样，满足式（1-11）及式（1-12）。Gold序列与同阶次的m序列相比，自相关特性稍差

25、，互相关特性相同（与m序列优选对相同），但数量却多得多，产生也很方便，因而适合作DS-CDMA系统的地址码。1.2.4 截短的Gold序列截短的Gold序列不再是Gold序列，不具有Gold序列的特性。其特性分析没有通用的公式，常用的办法是采用计算机进行数值计算，搜索挑选其中相关特性较好的序列使用。一般而言，它的相关特性比同阶次Gold序列差。但如果序列长些，则随机性好些，相关特性也就会改善到可接受的程度。1.2.5 Walsh序列（函数）1Walsh函数可由哈达码矩阵递推产生，因而只要手边有一张64阶Walsh函数表，则低阶次的Walsh函数都可在表中直接查出。64阶Walsh函数表是一个边

26、长64位的方阵。以左上角为顶点，边长每除2得到的小方阵就是低一阶的Walsh函数表。由此法可得32阶、16阶、8阶、4阶、2阶及1阶Walsh函数表。Walsh序列的相关特性以表1-2所示4阶Walsh序列为例进行研究。作出（-1，+1）表1-2 4阶Walsh序列（0，1）域（-1，+1）域W00000-1-1-1-1W10101-1+1-1+1W20011-1-1+1+1W30110-1+1+1-1域的序列波形，再由式（1-1）及式（1-2）计算它们自相关系数及互相系数如图1-4所示。由图可见，所有序列的自相关系数在一个序列周期内都有多个最大峰值，Walsh序列的这种自相关特性使其在单独使

27、用时收端无法实现序列同步；部分序列互相关函数处处为0，但也有部分序列互相关函数具有与自相关峰一样大的峰值，从Walsh正交序列组整体来看，只能保证在=0即序列全部对齐时才是完全正交的。W3W2W1W0-1+1-1-1-10+1-1+1-1+1-1+10-10 TTT+10 Tt+1图1-4 4阶Walsh序列及其相关系数1.3 地址码设计（1）m序列及其派生的M序列及Gold序列码元0/1取值具有随机性，并且在一个序列周期内只有一个尖锐的自相关峰，与白噪声特性相似，称为PN序列（Pseudo Noise seguence伪噪声序列）。PN序列的互相关特性在整个序列周期内都很小，甚至接近0，正交

28、性很好。由于PN序列在一个序列周期内只有一个尖锐的自相关峰，因而收端容易实现PN码同步。它们常作为基站引导序列及基站地址码。（2）Walsh序列的互相关函数值在=0（即互相严格对齐）时全为0，严格正交。随着序列的加长，同长度Walsh序列组内正交序列数增多。Walsh序列还有一个其它正交序列所不具备的独特优点：不同长度的序列按照一定规则(保证正交)可以同时混合使用，以适应不同速率业务的要求。但是成问题的是其自相关函数在一个序列周期内有多个峰值，若它们单独使用，收端无法实现序列的同步。因此这类序列必须与作为引导序列的PN序列结合，并与之保持严格的同步关系才能实际应用。收端通过与PN序列同步，从而

29、实现Walsh序列同步。这样处理相当于由m序列优选对产生Gold序列那样，将二者复合成一个序列使用，可称为复合地址码。基于以上特性，Walsh序列适合作基站内的信道地址码。（3）作为引导序列及基站地址码的PN序列为了使可用的数量多，对同步CDMA而言是可用的时间偏置系数多，设计PN序列很长，例如215=32768位（IS95）。而基站内的信道数不会太多，故作为信道地址码的Walsh序列不必太长，例如64位（IS95），最长256位（WCDMA）。二者复合在一起应该保持的同步关系是：周期循环重复的这二种序列的起点对齐，一个PN序列包含整数倍个Walsh序列，那么下一个PN序列周期开始时刻二个序列

30、的起点又是对齐的。然而Walsh序列长度为2的整数幂，而m序列及Gold序列长度都是2的整数幂减1，无法满足上述整数倍的关系。为解决此问题，只好将m序列及Gold序列的长度修剪一下，或加长或截短，那怕是牺牲点它们的相关特性也在所不惜！IS95及cdma2000中采用加长PN码的办法：在n阶m序列的（n-1）个连0后插入1个0，成为M序列，长度为2n。WCDMA中采用截短PN码的办法：将长218-1=263143位的Gold码截取38400=75512位，成为截短的Gold序列。（4）最后补充说明一下，在序列求相关函数及序列性质中的“循环移位”的含义。例如求图1-4的4阶Walsh序列的互相关函

31、数。式中，是W2(t)的循环右移的延时序列，就是将t=0T范围内W2(t)右移，而将右边宽度内的波形移到其左边去，如图1-5所示，麻烦得很。然而在实际应用正交序列时，无论是发端扩频还是收端码序列同步、解扩或相关检测，用到的都是周期循环重复的序列，如图1-4画出了相邻的二个序列周期，只要将W2(t)右移，其左边序列周期的波形就跟着右移进来，在t=0T的序列周期范围内看就形成图1-5所示“循环”右移。即“循环移位”是由移位自然形成的，不必另外处理。W1(t)W2(t)W2(t-)0 Tt图1-5 序列的循环位移第2章 CDMA移动通信实验系统原理2.1 CDMA移动通信实验系统概述图2-1是CDM

32、A移动通信实验系统总框图，系统包括二个基站（BS1及BS2）及一个移动台（MS）。基站发，移动台收，以DS-CDMA方式下行传输多个用户数据及控制信号。各路信号有开关控制接通/断开，以便单独观测某个或某些信号，了解系统的功能及性能，测量有关性能指标。2.1.1 地址码各路控制信号及用户数据采用具有相同码片速率（R=45.5kc/s）的PN码及Walsh码复合地址码扩频。（1）信道地址码采用如表2-1所示16阶Walsh序列作为信道地址码。其中，第0个序列W0为导频信道地址码，第8个序列W8为同步信道地址码，其它14个为业务信道地址码。PN1/2 WX/YBS1MS用户1数据D1用户2数据D2D

33、1多经延时Dldy用户1数据D3用户2数据D4PN2 WYfcPN1 WXfc同步信号导频信号同步信号噪声BS2窄带干扰接收用户数据Dr=D1/D2/D3/D4PN1、PN2：基站地址码WX、Wy ： 信道地址码导频信号图2-1 CDMA移动通信实验系统总框图表2-1 16阶Walsh序列W00000000000000000导频信道W10101010101010101W20011001100110011W30110011001100110W40000111100001111W50101101001011010W60011110000111100W70110100101101001W800000

34、00011111111同步信道W90101010110101010W100011001111001100W110110011010011001W120000111111110000W130101101010100101W140011110011000011W150110100110010110注: 其它未注明的为业务信道地址码。（2）基站地址码采用PN序列（伪噪声序列）作为基站地址码 同步CDMA移动通信实验系统采用不同时间偏置的同一5阶M序列作为不同基站地址码。对应的5阶m序列生成多项式为f(x)=x5+x2+1，在4个连0后插入1个0形成5个连0，构成5阶M序列，序列长32位码片，5个连0

35、之后为序列的起点，序列为：1010, 1110, 1100, 0111, 1100, 1101, 0010, 0000。5阶M序列长度是信道地址码16阶Walsh序列长度的整数倍2倍，并且二者要保持同步关系：序列起点对齐，1个PN序列对应2个Walsh序列。因为实验系统只有二个基站，所以5阶M序列只设计二个时间偏置：0时间偏置及延时16Tp（Tp为码片周期），分别记为PNM(t)及PNM(t-16Tp)，分别作为BS1及BS2的地址码，即PN1(t)=PNM(t)=1010,1110,1100,0111,1100,1101,0010,0000. PN2(t)=PNM(t-16Tp)=1100,

36、1101,0010,0000,1010,1110,1100,0111. （2-1）设：BS1的用户1信道地址码设置为Wi=W7（见表2-1）则它与BS1基站地址码PN1(t)=PNM(t)（见式（2-1）的同步相位关系如表2-2所示。表2-2 同步CDMA系统BS1的PN码与Walsh码的同步相位关系PN1PNM(t)1010，1110，1100，0111，1100，1101，0010，00001010，1110Wi0110，1001，0110，1001W70110，1001，0110，1001W70110，1001 异步CDMA移动通信实验系统采用二个截短的Gold序列作为基站BS1及BS2

37、地址码，记为PNGC1(t)及PNGC2(t)，它们分别是生成并属于7阶Gold序列的7阶m序优选对（生成多项式为f1(x)=x7+x3+1及f2(x)=x7+x6+1）截取32位码片而得到，如式（2-2）所示。其长度亦为信道地址码16阶PN1(t)= PNGC1(t)=1111,0011,1001,0101,1001,1000,0001,0110 PN2(t)= PNGC2(t) =1111,1010,0001,1100,0101,1001,1101,0100 （2-2）Walsh序列的整数倍2倍，并且二者要保持同步相位关系：序列起点对齐，1个PN序列对应2个Walsh序列。2.1.2 用户

38、数据及地址的设置每个基站可同时发送二路下行用户数据（BS1的D1及D2，BS2的D3及D4），用户数据有三个来源：（1）用7位拨码开关及对应的LED任意设置，例如D12开关接通，对应的LED亮，表示D12=1；反之，开关断开，对应LED灭，D12=0。（2）选用内部产生的随机数据。D2、D3、D4数椐可在（1）、(2)二种方式中任选1种；D1数椐只有(1)方式。（3）为防止数据经纠错编码后出现假帧同步码，造成收端的假帧同步，每隔10秒发送几帧无假帧同步的数据，去掉收端可能发生的假帧同步。这在（1）、（2）方式下都有效。基站用户占用的业务信道用4位拨码开关及对应的LED在14个业务信道中任意选取

39、。例如AD11开关接通，对应LED亮，表示AD11=1；反之开关断开，对应LED灭，表示AD11=0。若用户信道地址码4位开关取值AD13、AD12、AD11、AD10=0111（B）=7（D）时，表示信道地址码为W7，其它依此类推。移动台MS所处的基站，即基站地址码用1位拨动开关选取，模拟不同小区的移动用户或同一移动用户的越区切换。移动台信道地址也用4位拨码开关在14个业务信道中任意选取。当移动台设置的基站地址码与信道地址码与某一路下行传输用户数据（BS1的D1及D2，BS2的D3及D4）的一致时，就收到该路数据（D1/D2/D3/D4），模拟了多部移动台。2.1.3 工作频率及码速率（1）

40、无线发送/接收频率（载波频率）：fc=10.7MHz（2）中频频率：fIF =455KHz（3）载波调制方式：BPSK（4）信码速率（信道编码及成帧后）：Rm=2.85kb/s（5）扩频码速率（PN码及Walsh码速率相同）：R=45.5kc/s（6）扩频增益：G=R/Rm=162.2 同步CDMA移动通信实验系统原理（IS95及cdma2000基本原理）2.2.1 基站1（BS1）图2-2为CDMA移动通信实验系统BS1原理框图。由图可见，它包含了二个控制信道：1个导频信道，1个同步信道；和2个用户业务信道。二个控制信道的信道地址码固定不变，分别为W0及W8，剩下的14个全为业务信道。2个用

41、户占用的业务信道地址码分别记为Wi及Wj，分别由二个4位拨码开关设置，在14个业务信道中任意选取，但必须互不相同，也不能等于控制信道地址码W0及W8。基站地址码PN1=PNM(t)，即0时间偏置的5阶M序列。（1）导频信道由于信息比特为全0，信道地址码W0也全为0，则导频信道的扩频基带信号PIL实际上等于基站地址码PNM(t)。PIL经载波BPSK调制后为PNM(t)cosct，包含有载频及PN码信息，发送给移动台，使移动台实现载波同步及PN码同步（详见MS收端）。PN码同步后，与其有固定相位关系的信道地址码（Walsh码）及位同步时钟也达到同步。因而PNM(t)也称之为引导PN序列。从功能上

42、来看，导频信道应称为引导信道，它同时完成导频（载频）、导码（PN码、Walsh码及位同步时钟）。（2）同步信道在同步CDMA系统中，各基站使用具有不同时间偏置的同一M序列（在本实验箱中为PNM(t)及PNM(t-16Tp)）作为基站地址码，但从MS接收端来观测，二者的码型是完全一样的，无法知道其时间偏置系数。PN码的时间偏置系数及其它定时参数等消息是由同步信道下传给移动台。例如：IS95系统同步信道消息如表2-3所示6。其中，PILOT-PN为作为引导序列的短PN码的时间偏置系数。而长PN码周期长达序列长度序列速率=（242-1）=7.26年无法用一般PN码的滑动相关捕获法实现同步，因为码滑动

43、1次，进行相关比较要7.26年，然后进行下一次滑动比较，时间长到无法实现，实际是利用同步信道下传的系统时间（SYS-TIME）和相应的算法进行同步校正。图2-2 CDMA移动通信实验系统BS1原理框图 注：信号线上的实心圆点及其标注为信号测量点及信号名表2-3 IS95同步信道消息字段长度（比特）消息SID15系统标识NID16网络标识PILOT-PN9引导PN序列的偏置系数LC-STATE42长码状态SYS-TIME36系统时间本实验系统中，同步信道仅下传引导PN序列的偏置系数（PILOT-PN），使移动台能正确识别基站地址，实现同步。一旦同步完成，通常不再使用同步信道，直至移动台下次重新接

44、入该基站时（例如设备关机后重新开机，移动台越区切换），还需要利用同步信道的PN码偏置系数消息重新进行PN码同步。在移动台已达到PN码同步后，为便于观测收端信号波形，可将基站同步信道关断。（3）业务信道基站可同时下传2个用户数据D1及D2，占用的业务信道由各自的信道地址码Wi及Wj决定，可分别由4位拨码开关设置i及j的值（取值00001111B=015D）。显然，只有除开W0、W8的14个信道才能作为业务信道，i、j取值既不能等于0、8，也不能相同，否则就形成同信道干扰，系统无法正常工作。用户数据可用7位并行拨码开关人工设置，也可选用内部电路产生的随机变化的数据（仅对D2、D3、D4有效。D1只

45、有拨码开关设置一种方式，以便收端观测到D1的稳定波形）。下面以D1为例说明各信道数据的处理过程，见图2-2。D1的7位并行数据首先由“并/串变换”电路变成串行数据，然后在最后人为加入1位为0的尾比特，共8位形成一帧数据（测量点为D1）。尾比特的加入是为了完成一帧数据独立的卷积编码，使相邻帧数据之间无约束关系。一帧数据送入（2，1，2）卷积编码器进行卷积纠错编码，每帧数据成为28=16位（测量点Dler，卷积纠错编码原理见实验三）。16位有效数据送入“成帧”电路，在前面插入8位帧同步，帧同步码为7位巴克码加上1位0构成为01110010，形成完整的1帧数据，共24位（测量点Dlfr）。D1成帧的

46、数据Dlfr按需要可进行/不进行分组交织（当然MS收端应同步进行/不进行去交织）。分组交织是对一帧的16位有效数据进行交织，这是个44的存储矩阵，数据按行写入、按列读出，置乱后在信道中传输（测量点D1x）；收端进行相反的去交织处理：对44的存储矩阵列写入/行读出，将数据传输顺序还原的同时，也将信道中突发干扰造成的成片误码分散，然后由卷积纠错解码器纠正。D1x之后的模二加电路进行人为误码设置，其输出D1xs的某位是否产生误码由对应的控制位ME决定实验箱的“D1信道编码设置”面板上有拨动开关用来进行有关设置：有/无人为误吗；分散误码/突发误码；有/无交织去交织。收端测量去交织及卷积码纠错前后的误码

47、率变化，了解信道编码的工作原理。基带信号D1xs由信道地址码扩频，输出D1w，再由基站地址码PNM(t)扩频得到D1的扩频基带信号D1ss送到信号叠加电路去。必须说明，分组交织/去交织及置人为误码的处理只有用户1数据D1才有，D2及BS2的D3、D4都没有。（4）多径时延D1ss信号经可调延时电路延时=（14）Tp/2后成为Dldy，再送入信道，模拟发射信号空间多径传输，以研究CDMA系统中多径干扰的影响。（5）BPSK调制、上变频及功放。四个信道的扩频基带信号线性叠为BS1总的扩频基带信号Dss，成为多电平双极性信号2，与455KHz的中频载波fIF1相乘得到BPSK调制信号BPSK1，经过

48、输出幅度电位器调节幅度成为um后，送至上变频器与10.245MHz的本振信号fLC相乘，用BPF取出上边带455KHz+10.245MHz=10.7MHz信号，实现上变频。信号经功率发大后由天线发射出去。（6）发射信号的数学表示及分析讨论由以上分析可知 （2-3）上式中，用到模二加与乘法器等效的关系；基带信码SYfr、D1xs、D2fr及Walsh函数Wx都是时间函数，为表示简洁起见，将时间变量(t)都省略。研究式（2-3）的任意一项，例如用户1的扩频基带信号，其中，D1xs码速率为，及都是码片速率为码速率16倍达到的高速序列，与D1xs相乘后的输出D1ss变化速率也提高到R=45.5kc/s

49、，如图2-3所示，频谱也就被扩展。图2-3 扩频调制时域波形注：WiPNM由表2-2得到则 （2-4）而式中，受输出幅度电位器调节控制。所以 （2-5）式中，fc=fIF+fLC=455KHz+10.245MHz=10.7MHz,Um1=0max。可见，发射信号TX1为幅度即功率可调，包络起伏（Dss为多电平）的BPSK调制信号（Dss为+/-双极性，TX1为调相）。将式（2-3）代入式（2-5）得；导频信道 ；同步信道 ；业务信道1 +；业务信道2 = （2-6）式中 （2-7）由式（2-6）可见，基站下行总信号可用与式（2-5）不同的另外一个办法产生：先将各信道数据用各自信道地址码扩频，即

50、乘以信道地址码WX，然后再用引导PN序列及载频进行二相扩展，即先后乘以PNM(t)及，最后再将各信道射频信号线性叠加成为总的射频信号。IS95中用的是四相扩展，某一信道二种扩展方法框图见图2-4。四相扩展I、Q两个支路输入数据相同，PN码为同阶次的二个M序列相互正交，载波也相互正交。从信息传输的角度看，四相扩展与二相扩展完全等效。但四相扩展带来两个好处：图2-4 扩展方式 (a) 二相扩展 (b) 四相扩展(1) 有效降低各信道信号叠加后总发射信号包络的起伏，即有效降低发射信号峰均值比（Peak-to-Arerag Ratio ,PAR），提高功率放大器的效率11。(2) 收端将I、Q支路分别

51、解调后合并，可提高信嗓比，有一定的分集效果。cdma2000及WCDMA系统中采用更复杂的复数PN码扩展，效果更好一些。为简化电路，本实验系统采用二相扩展，从信息传输角度看，与IS95的四相扩展及cdma2000、WCDMA复数PN码扩展是等效的。最后说明一点，A、B、C、D、E四点之前的基带信号处理全部由数字逻辑电路完成，用CPLD实现（CPLD1及CPLD3），采用的芯片是与Altera公司EPM7128SLC完全兼容的Atmal公司的ATF1508AS。2.2.2 基站2（BS2）图2-5是CDMA移动通信实验系统BS2下行传输原理框图。与BS1的框图2-2相比，大部分相同，仅有以下几点

52、区别：（1）BS2基站地址码与BS1的为同一个5阶M序列，只是时间偏置不同：BS1的为0时间偏置，而BS2的延时了16Tp，因此二者准正交。（2）D2、D3都未加入人为误码及分组交织。（3）发射信号除了导频信道、同步信道、二个用户数据业务信道共4路扩频信号外，还增加了二路干扰信号：1路宽带射频噪声（带宽fcR ，fc=10.7MHz， R=45.5kb/s）及1路窄带射频干扰（频率f1=10.710MHz,处于扩频带宽fcR以内的单频信号），用来测量CDMA系统的抗干扰能力。因此，BS2总发射信号参照式（2-6）及式（2-7）可表示为式中，由BS2输出信号幅度电位器控制；DN为基带宽带噪声（带

53、宽0R），经BPSK载波调制后成为射频宽带噪声（fcR）；Am为处于射频信号带内的窄带干扰（单频干扰），f1=10.710MHz；又有 （2-9）与BS1一样，A、B、C、D之前基带信号处理由CPLD（CPLD2及CPLD3）完成，芯型号为ATF1508AS。图2-5 CDMA移动通信实验系统BS2原理框图2.2.3 移动台（MS）图2-6为CDMA移动通信实验系统移动台MS接收机的框图。由图可见，接收机主要由以下几部分组成： 接收机射频前端； PN码同步，包括PN码捕获及PN码跟踪二部分； PN码解扩（去扰）； 载波提取及载波解调； Walsh码发生器及其相关检测； 帧同步提取及纠错解码。C

54、Pb高放宽带BPFAGC中放PN码同 步PN(t)接收机射频前端下变频455KHz10.245MHz本振fIF-RXPN码解扩(去扰)fIF-desPNS(CPLD4等)fc10.7MHzLPFS0 Tb ()dt载波解调DrwfIF窄带BPF载波提取M9DK2采样保持DrxsWr(与PN码同步)CPCLCPb清除采样Walsh码及位同步时钟发生器PNS(CPLD5)DK1Walsh码相关检测分组去交织Drfr卷积解码器DrLED显示帧同步提 取FS帧同步提取及纠错解码(CPU2)M5M8fIF+NDrw图2-6 CDMA移动通信实验系统MS接收机原理框图以下分别介绍（1）接收机射频前端。接收

55、机前端电路与一般超处差接收机电路一样。输入射频信号（10.7MHz）首先由高频放大器放大，再送入乘法器与本地振荡信号（10.245MHz）混频，由其后的BPF取出差频信号，实现下变频，输出455KHz中频信号，送AGC中放进行放大。前端电路的增益主要由中放提供，该中放具有优良的自动增益控制（AGC）功能，如图2-7所示。输出信号幅度输入信号幅度AGC门限稳幅电平 (约600mvp-p)图2-7 AGC中放的特性一般的AM接收机也具有AGC功能，但对DS-CDMA接收机显得尤为重要，因为接收的多路信号具有相同频率，仅信道地址码不同，信号路数随实际通话用户数而变化，起伏很大，因而接收信号功率起伏变

56、化很大。为保证大信号不失真，小信号有足够大的增益，必须采用性能优良的AGC放大器。对基站接收机及移动台接收机10的要求都是如此。通常输入信号幅度都超过AGC门限，则输出信号幅度基本稳定不变。（2）PN码同步及PN码解扩（去扰）接收机射频前端输出幅度稳定的中频信号fIF_RX送入PN码同步电路，由fIF_RX中的导频信号实现PN码同步（详见实验七），输出的同步PN码在乘法器M5中与包含多个信道信号的fIF_RX相乘，输出已PN码解扩的信号fIF_des，其处理过程如下所述。由式（2-6）（2-9）可得式中，fIF=455KHz，fIF1=465KHz。设MS的基站地址码设为BS1，则PN(t)=

57、PNM(t),故解扩后信号为 （2-10）因为 （2-11）又可将M序列近似为同阶次m序列，再用到m序列的移位相加性质，可得 （2-12）将式（2-11）及式（2-12）代入式（2-10）得 （2-13）由上式可见，BS1信号已完成PN码解扩，而BS2信号未实现PN码解扩。反之，将MS的基站地址码设置为BS2时，则实现BS2信号的解扩。（2）载波提取及载波解调将式（2-7）代入式（2-13）得载波提取及载波解调电路输入信号 （2-14）可见，PN码解扩后的BS1导频信道信号已成为中频载波（单频信号），其它各项仍为Walsh码或PN码单独扩频或Walsh码与PN码复合扩频的宽带信号。经窄带滤波器滤波后得：式中，N为其它所有宽带信号落在滤波器带内的部分能量而形成的噪声和干扰。载波提取电路是晶体压控振荡器VCXO2等构成的锁相环PLL，它等效为带宽更窄的BPF，将输入信号fIF+N进一步滤波，得到相当纯净的中频载波 （2-15）完成载波提取。载波解调由模拟乘法器M8及其后的LPF构成。LPF的带宽为R=45.5KHz。这是典型的相干解调电路，其输出为将式（2-14）、（2-15）代入上式得载波解调信号（2-16a）D