低功耗锂离子电池保护电路设计

《低功耗锂离子电池保护电路设计》由会员分享，可在线阅读，更多相关《低功耗锂离子电池保护电路设计（27页珍藏版）》请在装配图网上搜索。

1、 本文由蒸汽机01贡献 pdf文档可能在WAP端浏览体验不佳。建议您优先选择TXT，或下载源文件到本机查看。 华中科技大学 硕士学位论文 低功耗锂离子电池保护电路设计 姓名：张艳红 申请学位级别：硕士 专业：模式识别与智能系统 指导教师：陈朝阳 20060510 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 摘 要 随着便携式电子产品的普及，作为其“心脏”的 Li-Ion 电池使用也越来越受重 视。但由于它很容易遭受到过充电、过放电、过电流等损坏，所以它的保护电路的 设计变得十分重要。 锂离子电池电源保护 IC 的用途要求它能在低电压的情况下工作， 并且功耗要足够的小；而且其不同场合的用途要

2、求这种芯片多系列化。在这样的前 提下，本文结合工程实际项目，完成了锂离子电池电源保护 IC 的设计，具一定的先 进性和实用性。 本课题先从锂离子电源保护 IC 的使用方式和基本功能入手，设计了该电路的系 统结构；并且为了从系统上减小功耗，分析了增强型 MOS 管在弱反型区的工作原理 和耗尽型 MOS 管的工作原理。在此基础上，对电路主要模块进行了设计，主要包括： 基准电压模块、偏置电压模块、过充电检测模块、过放电检测模块、过电流检测模 块、0V 充电禁止模块、充电器检测模块、振荡器模块、分频器模块等。 本设计采用 UMC 0.6m CMOS 工艺，使用 Hspice 工具进行仿真，仿真结果表明

3、 电路可以正常工作，并且各项指标均在定义的特性范围之内，芯片的设计完全符合 要求。 关键词： 锂离子； 耗尽型； 弱反型； 低功耗； 过充电； 过放电 I 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 Abstract With the population of portable electronic device, Lithium ion batteries， known as the “heart” of electrical apparatus， have gained much more attention than before. Because they are easily

4、damaged by overcharge、overdischarge and overcurrent, the design for its protection becomes very important. The function of the protector IC required that it can wok with low voltage and very low power; and when it works in difference conditions it has multi-series. Under this precondition ,we finish

5、ed the paper combining the practical project ,and this work has great advanced and practical values. The paper begins with the introduction of its using means and the basic functions, then its system configuration is designed; and in order to decrease system power the paper puts forward the model of

6、 MOS subthreshold region and analyzes its working principle, and explains the deleption MOS working principle. Under this background, the paper designs the main circuit blocks, including reference voltage circuit、overcharge detection circuit、 overdischarge detection circuit、 overcurrent detection ci

7、rcuit、 inhibition circuit、 0V charge detection circuit、 oscillator circuit and divider circuit. The circuits are fabricated with the UMC 0.6m CMOS process，and the post simulation under Hspice have shown that the circuit has worked very well and every electrical characteristic meets the specification

8、 of the data sheet which proves a successful design. Key words: Lithium ion ； deleption ； subthreshold ； low power ； overcharge ； overdischarge II 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研 究成果。尽我所知，除文中已经标明引用的内容外，本论文不包括任何其他个人或 集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在 文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律效果由本人承担。 学位论文作者

9、签名： 日期： 年 月 日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有权 保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。 本人授权华中科技大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检 索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。 保密 本论文属于 不保密 （请在以上方框内打“” ） 在年解密后适用本授权书。 学位论文作者签名： 日期： 年 月 日 指导教师签名： 日期： 年 月 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 1 绪 论 本章首先介绍了锂离子电池的工作原理和工作的优缺点， 并

10、且分析了锂离子电池 保护电路的现状及国内外的发展情况，最后简要的介绍了本文的结构布置。 1.1 锂离子电池的工作原理 大多数锂离子电池1以碳(C6)材料作为负极，以过渡金属氧化物钴氧化锂 （LiCoO2）作为正极，并且锂离子电池正负极材料均采用锂离子可以自由嵌入和脱 离出的具有层状结构的锂离子嵌入化合物，充电时，锂离子（Li+ ）从正极逸出，嵌 入到负极，放电时，锂离子（Li+） 则从负极脱出，嵌入到正极，即在充电和放电过 程中，锂离子（Li+）在正负极间嵌入脱出的作往复运动.其实，锂离子电池是一种浓 差电池，在充电状态下负极处于富锂态，正极处于贫锂态，随着放电进行，锂离子 （Li+ ）从负极

11、脱出，经过电解质嵌入正极即放电时，正极处于富锂态，负极处于贫 锂态。 物质中嵌入和脱出，不再有金属锂的溶解与还原，从根本上消除了枝晶锂生成 的必要条件，所以它克服了锂二次电池安全性差、寿命短等缺点，同时又保留它的 很多优点，诸如电压高、能量高、体积小、重量轻等优点。 1.2 锂离子电池保护电路现状和国内外发展趋势 虽然锂离子电池相对镍鉻、镍氢等二次电池有高能量密度、长的寿命、无记忆效 应的优点， 但是它也有它的缺点： （1）锂离子电池在充电时正极中的锂离子溶出太 多回不到原来的状态致使电池放电时锂离子不能填充到正极的通道。表现为电池充 电充不进去造成永久性破坏。这样我们就必须采取措施限制充电电

12、压的方式来控制 锂离子的溶出量； （2）锂离子电池放电放到终点时，内部物质就会发生质变，即负 极上的石墨层中的锂离子全部脱落，下次充电时，没有锂离子的负极石墨层就不能 保证回路通畅，所以要采取措施控制放电电压的大小； （3）如果不慎使电池短路或 1 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 者过大的冲放电电流会使电池内部温度过高而耗损能量，这样会缩短放电时间，所 以要进行过电流保护。 上面提出了锂离子电池工作时的一些不足之处， 要改善这些不足之处我们就要对 锂离子充电电池进行保护，这些保护功能也跟上面的缺点相对应，于是我们要求锂 离子电池电源保护 IC 具有以下几个最基本的功能：过充电保

13、护2功能、过放电保护 3 功能、过电流保护功能等。 现在电源管理芯片主要朝着以下几个方面发展： （1)高效率:对于便携式电源管 理，效率尤为重要。提高电源效率还意味着降低睡眠状态电流和工作电流，由于便 携式设备大多数情况下处于待机状态，如能在轻载时提高效率，便能延长电池寿命， 更能发挥节电作用。（2)低功耗45:为了满足在同等芯片尺寸内，晶体管的尺寸越 来越小，工作电压越来越低6，而工作频率越来越高的需求，市场对低电压、高精度 7 、低噪声的电源管理芯片的需求不断增加。（3)智能化:某些模块在工作不需要时 自动进入低功耗或者休眠模式。（4）高集成度：体积小是便携式产品一个最基本的 要求，所以在

14、功能日益复杂的情况下要求集成度越来越高。 为了利用锂离子电池的众多优点，目前根据锂电池的不同要求，国外许多公司开 发了各种不同的电源保护IC。Unitrode公司采用BiCMOS工艺设计了甚小的18引脚BCC 封装的UCC3952单节锂离子电池保护器，它符合最新的4mm宽的峰窝式电话电池的规 格;Texas公司最近开发出了内部集成了MOSFET开关的锂离子电池保护器IC，它适 用于4mm厚的手机锂离子电池作保护用。日本精工电子开发了6引脚的S8261电池保护 IC，它适合手机锂离子电池保护。Dallas公司开发了高精度锂离子电池监控器 DS2760，它是3.25m x 2.75m管芯封装。随着

15、锂电池需求的不断增大，国内也有许多 公司推出了复杂度不同的电源保护电路。国内高档次的电源管理芯片如手机内置的 锂离子电池充电保护IC主要来自美国、日本、韩国以及我国的台湾省。目前电源管 理等方面的IC主要的供应商有美国的Unitrode和Motorola、日本的精工、韩国的LG 以及我国台湾省的台积电、华邦等公司。在我国仅计算机电源每年市场需求就约为 1.21.6亿元，特别是随着我国通信与网络的发展，电源管理类芯片就有庞大的市 场前景，但是我国的电源管理芯片主要依赖于进口，所以我们应该致力于研究开发 2 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 电源管理芯片，这对促进我国集成电路的发展具

16、有十分重要的意义。 1.3 本文的主要工作和论文的安排 本文是针对不同系列的锂电池来设计的相同原理的一款电源保护 IC，主要设计 了基准源电路、比较器电路和振荡器电路。其中，基准源电路可以用两种方法实现: 常规的 CMOS 工艺和耗尽型工艺来实现，前者工艺简单但是电阻要求很高，后者工艺 复杂但是精度较高。研究工作的重要创新之处在于：电路模块都工作在弱反型区， 很大程度上的减小了功耗；还有为了实现不同的系列（如过充电过放电电压不同） 提出了电阻网络的原理。本文的思路和内容组织如下： 第一章为绪论，主要分析了锂离子电池的优缺点及针对其缺点提出来的保护电 路所应具备的功能，还简要介绍了国内外电源管理

17、发展的基本情况。 第二章介绍了锂离子电池电源保护 IC 的总体框架及其工作原理。并将其使用注 意事项和使用方法作了详细的介绍。 第三章分析了低功耗电路设计的基本原理。在此基础上设计出了低功耗的基准 电压源模块。并且对同一型号不同系列的锂离子电池电源保护 IC 的基本原理进行了 阐述。 第四章对具体的检测电路进行了设计，包括过充电、过放电检测模块，过电流 检测模块，充电器检测模块，0V 电池禁止充电等模块进行了设计，并且对各模块进 行了仿真，证明其性能参数满足设计要求。 第五章对时间产生模块和控制模块进行了设计。包括振荡器模块、分频器模块、 逻辑控制模块等，并在各个模块性能满足要求的情况下对整个

18、时间模块的功能进行 了仿真验证。 第六章对整体电路进行了系统仿真，证明了过充电、过放电、充电器检测等功 能可以正常实现。 第七章对全文的工作进行了总结，并且提出了本文的不足之处和创新点所在。 3 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 2 锂离子电池电源保护 IC 的总体框架及其工作原理 本章介绍了锂离子充电电源保护 IC 的应用方法，介绍了外围电路的选取原则， 并且在分析其功能的基础上进一步分析出了保护电路的功能和工作原理，并由此推 出整个电路的组成部分，最后给出了保护电路的整体结构图。 2.1 锂离子电池电源保护 IC 的应用方式 此电源保护 IC 与外界连接的方式如图 2.1 所

19、示，VDD 连接电池正极，是用于检 测过充电和过放电的端子；VSS 连接电池负极，它设定为保护电路的接地点；DO 用 于控制放电用的端子；CO 用于控制充电用的端子；VM 是 VDD 与 VSS 之间检测端子； DP 是延时时间测试用的端子，一般情况下这个端子是悬空的。 外围电路中 R1 和 C1 的作用是保护电源 IC，并且减少毛刺；R2 是的作用是控制 反向电压控制过电流的大小; FET1 、FET2 是控制充放电的开关，其中 FET1 、FET2 内部的两个二极管是寄生二极管，它们的作用是当其中一个控制充放电的 FET 关闭 时，电路中仍然会形成充电或者放电回路。 图 2.1 保护电路实

20、际使用原理图 保护电路通过监视VDD和VSS之间的电池电压以及VM和VSS之间的电压来控制电池 4 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 的各种状态。如VDD在过放电检测电压和过充电检测电压之间，VM电压在充电过流检 测电压和放电过流检测电压之间，电路就正常工作。 外围电路连接的器件指标绝对最大额定值无论在任何条件下都不能超过表 2-1 的额定值。万一超过此额定值，有可能造成产品劣化等物理性损伤。 表 2-1 电源保护 IC 引出端绝对最大额定值 项 目 记号 适用端子 规格 VDD-VSS 间输入电压 VDD VDD VSS?0.3VSS+12 VVM VM 输入端子电压 VM V

21、DD?28 VDD+0.3 CO 输出端子电压 DO输出端子电压 工作周围温度范围 保存周围温度范围 VCO VDO Topr Tstg CO DO VVM?0.3 VDD+0.3 VSS?0.3- VDD+0.3 40 - +85 ?55 -+125 C 单位 V V V V 图 2.1 中 EB+和 EB-之间连接充电器或者是负载，其中各元器件的说明及作用 如下： 1）如果此电源保护IC外围电路使用的FET管阈值电压过低，会产生充电电流不 能切断的情况，所以FET阈值电压不能太低；但若使用的FET的阈值电压在过放电检 测电压以上的场合，会产生过放电检测前停止放电的情况，所以其阈值电压也不能

22、 过高；门极和源极间耐压在充电器电压以下的场合，FET有被破坏的可能，所以要采 用耐高压管。 2）如在C1处加载小于0.022 F的电容，在负载短路检测时DO有会发生振荡。所 以一定要在C1处加载0.022 F以上容量的电容。 3）在R2上加载大于4 k?的电阻的场合，具有高电压的充电器被连接时有可能导 致不能切断充电电流的情况，所以此处电阻不宜太大。 4）一般情况下DP端子上不能连接负载。而且要注意输入输出电压、负载电流的 使用条件，使IC内的功耗不超过封装的容许功耗。 5）FET1和FET2的选取原则 为了有效的利用充放电电流，FET1 和 FET2 通常利用导通电阻很小的功率管。从 5

23、华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 理论上讲，这两个功率管既可以用 N 管也可以用 P 管，但是此保护电路正常工作时 最低电压只有 1.8V 左右，即电源电压比较低，所以要尽量减小导通电阻，于是一般 应用选择的是 NMOS 管。其导通电阻为： R on = 1 uCox(W/L)( Vgs - Vth ） （2.1） 上式中 u 微电子迁移率，Cox 为氧化层的电容，W/L 为管子的宽长比，VTh 为阈值 电压。对于 NMOS 来说 un 比 up 大，所以在同的功能条件下，即在其它参数相同的情况 下，NMOS 的导通电阻要小一些，于是应用电路选择 NMOS 作为充放电连接的端子。

24、 2.2 工作原理 2.2.1 通常状态 此电源保护IC的作用是通过监视连接在VDDVSS间的电池的电压及VMVSS间 的电压差而控制充电和放电过程。电池电压在过放电检测电压(VDL) 以上且在过充电 检测电压(VCU) 以下，VM端子的电压在充电器检测电压(VCHA)以上且在过电流1检测电 压(VIOV1) 以下的情况下，充电控制的FET和放电控制的FET的均打开，这时可以对电 池进行自由的充电和放电，这种状态也叫叫做通常状态。 2.2.2 过流状态 为了更准切的控制电流把过流状态分为过电流1、过电流2、负载短路检测。在 通常状态的电池放电状态下， VM端子的电压在过电流检测电压以上且这个状

25、态持续 在过电流检测延迟时间以上的场合，关闭放电控制的FET停止放电，这个状态叫做过 电流状态。 2.2.3 过充电状态 保持在过充电检测 通常状态的电池的电压在充电中超过过充电检测电压(VCU) ， 延迟时间(tCU) 以上时，关闭充电控制的FET，停止充电，这个状态就叫做过充电状 态。 过充电状态的解除，分为以下2种方法： 6 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 1） 电池电压降至过充电检测电压(VCU)过充电滞后电压(VHC) 以下时，打开 充电控制的FET恢复到通常状态。 2） 加载负载开始放电时，打开充电控制的FET恢复至通常状态。加载负载放电 开始后随即放电电流通过充电

26、用FET的内部寄生二极管流动。此时VM端子电压从内部 寄生二极管的门槛电压开始上升，当VM端子的电压在过电流1检测电压以上时，且电 池电压低于过充电检测电压(VCU) 以下的情况下，解除过充电状态。 2.2.4 过放电状态 通常状态的电池电压如果在放电中处于过放电检测电压(VDL) 之下， 并且保持这 个状态在过放电检测延迟时间(tDL) 以上的场合，关闭放电控制用FET，停止放电。 这个状态称为过放电状态。 当VMVDD间电压差在典型值1.3 V以下时，本IC消耗电流将减少至休眠时的消 耗电流(IPDN) ，这个状态叫作休眠状态。休眠状态的解除是在连接着充电器，并且 VMVDD间电压差为典型

27、值1.3 V以上时进行的。从这个状态电池电压进一步增大到 过放电检测电压(VDL) 以上时，就打开放电的FET从过放电状态回到通常状态。 2.2.5 充电器的检测 在把过放电状态的电池和充电器连接时，如果VM端子电压低于充电器检测电压 (VCHA) ，此时充电器检测功能过放电滞后被解除，那么电池电压在过放电检测电压 (VDL) 以上时即可解除过放电状态， 打开放电控制的FET， 这个过程叫作充电器检测。 当过放电状态的电池和充电器连接时， 如果VM端子电压不低于充电器检测电压VCHA ， 那么， 如通常一样， 当电池电压达到过放电解除电压(VDL)过放电滞后电压(VHD) 以 上才可解除过放电

28、状态。 2.2.6 禁止向 0 V 电池充电功能 当此电源保护IC连接内部短路的电池(0 V电池)时，禁止电池充电。因为电池电 压在典型值0.2 V以下时，充电控制用FET的门极被固定在EB?端子电压，即CO为低电 池不能充电；当电池电压在禁止向0 V电池充电的电池电压(V0INH) 以上时，可以充 7 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 电。 2.2.7 延迟电路 各种检测延迟时间是将约 3.5 kHz 的时钟信号由计数器分频而产生的。3.5kHz 的时钟信号由振荡器产生。我们为了消除外部的瞬时干扰采用了内部延时单元，虽 然可以用电阻、电容的模拟方法来实现延时，但是这样不但会增加

29、难度而且还会增 加功耗，更重要的精度也不够高，所以本文采用了数字方式，即采用振荡器和分频 器综合来产生本设计所需要的各种不同的延时。 2.3 整体架构图 由上面的设计可以知道该 IC 内部应该具有的电路单元为：过充电比较器，过放 电比较器，过电流比较器，基准源， 0V 充电禁止电路，分频器（即延时单元）,振 荡器，控制逻辑单元等。于是此电源保护 IC 内部系统结构框图如下图所示 2.2： 图 2.2 内部架构 图 2.2 中的左边是来自电阻网络从自偏置基准电路分压得到的偏置电路电压和 基准电路电压，它们分别为过充电比较器、过放电比较器、振荡器提供基准电压和 8 华 中 科 技 大 学 硕 士

30、学 位 论 文 偏置电压，使之正常工作并且反应电池的工作状态。 图 2.2 中间的比较器是过流比较器， 为了更好的实现过电流检测把过电流检测分 为三部分：过电流 1 检测、过电流 2 检测和负载短路检测。而且它们的检测电流依 次升高，并且相对应的延迟时间依次减小，这样便于更好更快的控制过电流状态以 免把片子烧坏。 图 2.2 右部分是充电器检测电路和充电器禁止电路， 它们的作用是检测充电器的 各种状态并且及时控制充电器的充放电端子。 所有这些模拟模块的输出都是数字信号，这些数字信号输入到时间控制逻辑模 块从而使整个电源保护 IC 可以协调而统一的工作，具体工作过程如下： 1）通常状态时，充放电

31、控制的 FET 都导通，即 CO、DO 端子为高电平，电池可 以进行自由充放电； 图 2.3 内部系统框图 2）当电池充电超过过充电检测电压 VCU 时且这种状态持续到过充电检测延迟时 9 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 间 TCU 以上时，过充电比较器发生跳变且数字电路中的 TCU 也发生跳变，这时 CO 变 为低电平， 禁止电池充电； 当电池放电到过放电检测电压 VDL 时且这种状态持续到过 放电检测延迟时间 TDL 以上时， 过放电比较器发生跳变且数字电路中的 TDL 也发生跳 变，DO 变为低电平,禁止电池放电； 3）当出现过电流时，VM 端子电压会升高,并且连到 VM

32、 端子上的三个过流比较器 依次发生跳变，配合数字电路中相应的延迟时间来控制 DO 端子及时的关闭； 4） 当电池电压过低时,即电池电压小于 0V 电池禁止充电电压 V0inhib ,0V 充电禁止 模块的输出电压 CO 跟随 VDD 变为低电压，电池不能充电。 由上面的工作原理对图 2.2 进一步细化得到此 IC 内部的具体系统结构如图 2.3 所 示。 10 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 3 低功耗的基准电压源设计 本章是后续章节电路进行设计的基础，并且为后面的检测电路和延时电路设计 了电压源。首先对一般 MOS 管工作在弱反型区模型作了介绍，在此基础上设计出了 相应的基准

33、电路和偏置电路，然后对耗尽型 MOS 管的工作原理作了介绍，并且设计 出了相应的基准电路，在这些基础上对本文中的电压源进行了设计，最后针对不同 的基准引出多系列7的概念。 3.1 工作在弱反型区的基准电压源 利用 1.84.2 伏之间的电源电压产生 1.1V 的基准电压和偏置电压，通常的方 法是使用三极管工艺的带隙基准结构，但是这种结构不能满足本文设计的要求，因 为： 、带隙基准结构要求电源电压比较高，1.8v 的电源电压并不能使带隙基准正 （1） 常工作，即 1.8v 的电源电压过低； （2） 、整个片子的电流要控制在 3A7A 之间， 那么每个基准模块和偏置模块的电流就要限制在几十 nA

34、之间，而带隙基准89结构 的功耗是远大于此的，它们一般在几左右，所以不能满足要求； （3） 、实现带隙基 准电路要求使用 BiCMOS 工艺，这样会使工艺复杂化。所以，在本芯片设计中采用令 MOS 管工作于弱反型区（也叫亚阈值区）的技术来实现低功耗电路。 3.1.1 MOS 管弱反型区基本模型 当 MOS 管工作在亚阈值区时， 它的 VGS 接近 VTH， 而且 ID 的数量级约为 0.01-0.1uA。 在手工分析时，对于工作在亚阈值区域的 NMOS 管，采用如下简化模型： W 2 ? n ? C ox ? ? VT ? e1.8 ? e L VGS ? VTHN ? VT VDS ? ?1

35、 ? e ? VT ? ? ? I DS ? ? ? ? （3.1） 2 I DO = n ? C ox ? VT ? e1.8 （3.2） （3.3） I DS W ? ? I DO ? e L VGS ? VTHN ? VT 11 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 R on = 1 uCox(W/L)(Vgs-Vth） I DS ? ? ? ?I ? ? DO ? = ? VT ? ln ?W? ? ? ?L? （3.4） VGS ? VTHN （3.5） 其中， 1 3 （Weak Inversion Slope Factor）反映了 Gate 和 Si 表面之间的 电 容

36、 耦 合 。 上 述 方 程 表 明 ： 当 VGS 小于 VTH 时 ， 亚 阈 值 电 流 随 VGS 呈 指 数 增 加 ；而且当 VDS 值大于 3-4 倍的 VT 时，饱和电流与 VDS 无关。因此， （ VGS VGS ? VTH ） ，到底按哪个规律变化取决于 VDS。亚阈值电流的温度 特性取决于阈值电压的负温度特性，对于给定的 VGS，亚阈值电流随温度的增加而增 加。工作在亚阈值的 MOS 管的跨导 gm 与饱和电流 IDS 成正比，要获得大的跨导 gm，必 须增大饱和电流 IDS，然而 IDS 的增加，又会将器件推向强反型（Strong Inversion） 模式。 3.1.

37、2 工作于弱反型区的基准电压源 本节设计采用了上述 MOS 管工作于弱反型区的模型，设计出了如下弱反型区的 自举式偏置101112（ multiplier referenced self-biasing）电路。这里采用的是 0.6m CMOS(HC6-MVP2p5.lib 工艺) Process 来实现的。 2 12 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 图 3.1 基准偏置电路线路图 3.1.2.1 电路原理分析 1）工作原理：P3 复制 P2 支路上的电流，并且为其 m 倍，同理 N3 支路上电流是 N5 支路上的 n 倍，这样电流不停的复制增大，但是电阻 R 会限制支路电流不断

38、增大， 而且会使电流在 nA 级，当电流增益达到 1 时电路达到最后的平衡状态。 图 3.1 模块是一个电流镜结构，且工作在亚阈值区，所以电流很小，达到 0.1uA 级。其 P2、P3 工作在亚阈区时，整个电路的定量分析为： I ?L ? VGS ? MP 3 = nVT ? ln ? ? + VTHP ? I DO ? W ? ? I ?L ? VGS ? MP 2 = nVT ? ln ? ? + VTHP ? I DO ? K ? W ? （3.6） （3.7） 13 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 故 ID = n ?VT ? ln K 为一恒流源。 R kT 其中 V

39、T = 为热电压，k 是 Boltamann 常数，q 是电荷量 q 电流镜结构工作原理是基于对基准电流的复制，设左边的参考电流为 IREF，右边 的输出电流为 IOUT；由于： I OUT (W L) = (W L) R L I REF（3.8） 而 I REF = I D , 所以 VVN _ COMP = (W L) 2 (W L) MP 6 MP 3 W ? N C OX ? ? ? L ? MN 7 n ? VT ln K + VTH ? MN 7 R （3.9） 同理 VVP _ OSC = VDD ? W ? ? L MN 6 2 ? ? W ? ? n ? VT L MN 3

40、? ln K + VTH ? MP 5 ? ? R ? ? N C OX ? W ? ? ? ? ? ? L ? MP 5 ? ? ? ? ( ) ( ) （3.10） 第一项 VT 具有正的温度系数，在室温时大约为+0.087mV/，第二项 VTH 具有的 温度系数，在室温时大约为-1.5mV/，通过设定合适的工作点，便可以使两项之和 在某一温度下达到零温度系数，从而得到具有较好温度特性的电压基准。 2）电路使能原理：SDB 高电平时，使能关断有效。只要 SD 高电平时，SDB 为低 电平， 则使能管工作， 整个电路中的偏置电流源被关断， 输出无效。 SDB 为高电平时， 使能管截止，电路正

41、常工作。当电路进入休眠状态时使能管关闭，此模块不工作从 而减少功耗。 3）电路启动原理：当 SDB、SD 为有效电平时，自偏置电流镜中，由 MP4 和 MN4 构成内部通路导通，使得电流镜工作；当电流流过 MN1 时对 MN2 进行充电，使得 MN2 的栅极电压升高，当此电压接近 MP4 的阈值电压的绝对值时，内部通路断开，完成 14 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 自启动功能。 3.1.2.2 仿真结果 这块基准电路的 DC 特性图如下： 图 3.2 DC 特性图 由图可知，电路产生的稳定的 1.1V 电压和 VDD 与输出之差为 1.1V 的电压源。 但是其缺点是，电路稳定

42、时其建立时间有点长。但是在低频率设计中还是可以满足 要求的。 总之，这个电路工艺简单，功耗很小1314，性能优良。最重要的是此电路对电 阻的要求很高，一般要求的电阻在兆欧级，这样在版图上占用的面积就比较大，所 以当设计对版图面积要求很高时就可以考虑使用其它的偏置电路。 3.2 耗尽型 MOS 管的基准电压源低功耗设计 耗尽型18NMOS 管阈值电压是负值，而增强型 MOS 管的阈值电压是正值，所以当 15 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 栅电压很小时耗尽型 MOS 管更容易导通， 而且其阈值电压的掺杂浓度相对增强型 MOS 管比较好调整。这样如果采用耗尽型 NMOS 管来设计电

43、路会比较简单，而且当工艺满 足要求时电路也容易实现。 3.2.1 工作原理 现在设计图 3.3 中偏置电路，此电路的工作原理为：当电源电压比较低时，耗 尽型20MOS 管工作在线性区，且由于 VGS840，则 M84 为一个电阻，由 R22，R21，R25 构成的负反馈网路稳定 VBD 的输出；当电源电压比较高时，耗尽型 MOS 管工作在饱 和区，由于 VGS840，则 M84 为一个恒流源，则 VGS82 恒定，也即是 VBD 不变。在线 性区时，M84 是一个电阻，而 M81 和 M82 将处于饱和区工作，因此输出电压可以负反 馈回来从而稳定输出；在饱和区时，M84 是一个恒流源，而 M8

44、2 处于饱和区工作，因 此输出电压保持稳定。从而输出 VB1，VB2 也保持不变。其中的电容只是让电路对电 源变化更加不敏感，即起到消除毛刺的作用。 图 3.3 耗尽型工艺的基准电路 此电路定量的分析如下： 1）当 M84 工作在线性区时， 16 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 RON 84 = 1 ?W ? N C OX ? ? (VGS 84 ? VTH 84 ) ? L ? 84 = 1 ?W ? N C OX ? ? VTH 84 ? L ? 84 （3.11） I 82 = 1 ?W ? N C OX ? ? (VGS 82 ? VTH 82 )2 2 ? L ? 8

45、2 （3.12） （3.13） VGS 83 = VDD ? RON 84 I 82 ? VGS 82 W ? 2 I 83 = N C OX ? ? (VGS 83 ? VTH 83 )(VDD ? VGS 82 ) ? (VDD ? VGS 82 ) （3.14） ? L ? 83 I 81 R21 + R25 1 ?W ? ? = N C OX ? ? ?VGS 82 ? VTH 81 ? ? ? R22 + R21 + R25 2 ? L ? 81 ? ? 2 （3.15） （3.16） VGS 82 = (R22 + R21 + R25 )(I 83 ? I 81 ) 联立（3.10

46、）（3.16） ，并令 VGS 82 =0 ?VDD 得到： VGS 82 = VTH 83 2 W ? N C OX ? ? ? L ? 82 ?W ? 2 N C OX ? ? ? L ? 84 VTH 82 = 2W ( L) (W L) 84 VTH 83 ? VTH 82 （3.17） 82 2）当 M84 工作在饱和区时， I 84 = 1 1 ?W ? ?W ? N COX ? ? (VGS 84 ? VTH 84 )2 = N COX ? ? VTH 84 2 2 2 ? L ?84 ? L ?84 1 ?W ? N COX ? ? (VGS 82 ? VTH 82 )2 =

47、I 84 2 ? L ?82 （3.18） I 82 = （3.19） 所以 VGS 82 = (W L) (W L) 84 82 VTH 83 + VTH 82 （ 3.20） 由上面的式子我们可以知道输出电压是稳定的， 而且可以通过调节耗尽型管 M84 17 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 的掺杂浓度等来调整其阈值电压，实际上就是通过调小阈值电压来减小电流，即达 到减少功耗的目的。 3.2.2 仿真结果 其直流仿真结果如下： 图 3.4 耗尽型工艺的基准 DC 特性图 图中 VDD 是变化的正弦波，Vbd、Vb1、Vb2 的电压基本上是稳定的，不随 VDD 的 变化而变化。

48、即输出是很稳定的，基本上不随电源电压的变化而变化。虽说这种设 计方法简单，可是现在耗尽型工艺基本上被淘汰了，所以一般很少采用这个方法。 3.3 本文中低功耗基准电压源的设计 在前面设计的不同电压基准源的基础上，本节根据厂家提供的具体工艺库选择 了适合这个片子的基准原设计方法，并且对整个片子的基准源电路进行了具体的设 计。 3.3.1 Bias_1 和 Bias_2 的基准电路模块设计 图 2.3 的系统框架图中 Bias_1 和 Bias_2 的基准电路模块设计都采用图 3.1 中 的工作在弱反型区2223的电流镜2425结构设计，因为现有的工艺库是纯 CMOS 工艺 18 华 中 科 技 大

49、 学 硕 士 学 位 论 文 的 ， 而 且 电 阻 的 可 选 择 性 也 是 比 较 大 的 。 本 设 计 的 整 个 电 路 采 用 是 0.6m (HC6-MVP2p5.lib 工艺) Process 来实现。 Bias_1 正常工作时，它给振荡器 OSC 模块提供与电源相关的偏置电压，为过放 电检测比较器 OVER_DISCHARGE 和过充电检测比较器 OVER_CHARGE 提供差分对的基准 比较电压，并且为 Vn_comp 模块产生 Vn_comp 基准，并且使这些电路都工作在弱反 型区21。基本参数要求如下： 1）为 OSC 电路提供的与电源相关的偏置电压差 VP_OSC

50、1.08V： 2）从芯片要求的电特性指标看出，全电压范围内变化小于 60mV，仿真的结果也 满足此要求； 3）仿真输入等于 3.5V 时，全温度范围内要求基准变化小于 350mV； 4)基准有很低的噪声2728（至少小于 500nV/HZ1/2）和较高的电源抑制比2930。 5)为 OVER_DISCHARGE 和 OVER_CHARGE 提供稳定31、 高精度3233的基准比较电压 VN_COMP 1.12V； Bias_2 模块为过电流 1 检测模块 OVER_CURRUNT1、过电流 2 OVER_CURRUNT2、充 电器检测模块 CHARGE_DECTTION 电路提供的与电源相关的

51、偏置电压差 1.16V，并且为 OVER_DISCHARGE、OVER_CHARGE、LOAD_SHORT 模块提供恒流源（差分对的尾电流源） 偏置电压 1.025v。其仿真结果的性能和 Bias_1 模块一样。 3.3.2 VN_comp 基准模块的设计 VN_comp 基准模块的设计实在 Bias_1 的输出基础上进行设计的, 模块的左边是 一个放大器34，其功能是提供较高的放大倍数，以实现深度负反馈，从而使得放大 器35的两个输入端电位相等，即实现跟随作用；模块右边是一个电压负反馈和分压 电路，实现对输入电压的分压，得到 3 个比较器的基准电压。此模块实质上就是一 个电压跟随器，这个跟随

52、器的作用就是使之有更好的带负载能力，使电压源尽量少 的受到下一级电路的输入电阻的影响。其原理图如下图 3.5： 19 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 图 3.5 电压跟随器 正常工作时，放大器的输出跟随放大器的输入，并经过电阻 R2、R3、R4 分压得 到稳定的 3 个输出 VN_COMP2，VN_COMP1，VN_CHA，它们分别为过电流 1 检测比较器、 过电流 2 检测比较器和充电器检测模块 CHARGE DETECTION 提供基准电压。 其中 SD 是控制信号，当 SD 为低时整个模块进行工作，当它为高时模块停止工 作，这样可以利用 SD 的控制在适当的时候及时控制整

53、个模块不工作使片子的功耗尽 量减少到最小。 3.3.3 Bias_3 模块的设计 Bias_3 模块的设计：BIAS3 模块的目的是使过充电比较器和过放电比较器的比 较端电压随着电源电压改变而改变，并且当电池过充或过放时，输出电压随电源电 压变化的比例不同，从而产生迟滞效应，以更快的使电池从不正常状态变化到正常 状态。 其原理图如下图 3.6 所示： 20 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 图 3.6 Bias_3 电路原理图 其中 SD 是快速启动电路的使能信号，低电平有效；M88，M89，M90 是数字管， 相当于受 TDL 和 TCU 控制的开关，这样来达到调节电阻的目的，

54、它们是高电平有效； IN_CON，IN_OD 是随电源电压变化的输出。 R29，R30，R31 构成过充迟滞电路；R26，R27，R28 构成过放迟滞电路。当通常 ，R29 被短路，输出 状态时，TCU=TDL=L 。输出 VIN_ODP，VIN_CON;当过充时，TCU=H VIN_ODP 。 当过放时，TDL=H ，R28 被接入，输出 VIN_CON。 由此可推出通常状态时： VIN _ ODP = VDD R31 R29 + R30 + R31 R26 R27 + R26 （3.21） （3.22） VIN _ CON = VDD 当过充时： V IN _ ODP = VDD R31

55、R30 + R31 （3.23） 当过放时： 21 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 V IN _ CON = VDD R26 R28 + R27 + R26 （3.24） 当输出信号在过充和过放比较器时比较基准电压不变，所以令 VIN_ODP=VIN_ODPVREF_ODP，VIN_CON=VIN_CON=VREF_CON， 则过充电迟滞电压为： VDD _ ODP = V REF _ ODP （3.25） R29 R31 （3.26） 过放电迟滞电压为： VDD _ CON = V REF _ CON R28 R26 （3.27） 3.4 “多系列”原理 对于不同的充电电池要

56、求的过充电、过放电和充电器检测电压会有微小的不同， 这样就要求从相同的基准电压上分到不同的电压，它可以采用电阻网络来实现。 如图 2.2 所示，其左边的电阻是来自于电阻网络，而且这些电阻是可变、可选 择的，这样选择不同的电阻就可以产生不同大小的基准电压1516，它可以反映不同 的过充、过放电电压。采用如下图 3.7 的原理来实现，图中电阻网络的一些竖直的 小电阻是可选择可熔断的，一般是通过感应竖排电阻上的电流大小使用激光技术来 熔断不必要的电阻，选择不同的熔断电阻就可以得到不同精度、不同系列的图 2.2 最左边的电阻，这样就得到了不同的过充电、过放电电压。比方说我们通过选择不 同的熔断电阻使过

57、充电电压分别是 4.2V、4.15V，这就是属于同一型号两个不同的系 列产品。 具体电路的实现: 图 3.7 电阻网络中的一个单元 上图横向摆置的电阻 R1、R2、R3 等（可以不相同）是千欧级的大电阻，竖向摆 22 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 置的电阻 r（相同）是欧姆级的，并且是可熔断（激光熔断技术）的。因为这些可熔 断的电阻是小电阻，所以得到的两点之间的电阻值可以只相差零点零几伏，当选择 不同的竖向电阻熔断时就可以在点 VB1,VB2 之间得到不同电阻值。上图只是电阻网 络中的一个单元，设计人员可以根据需把很多个这样的单元相互组合从而得到不同 系列的产品。 23 华

58、中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 4 检测电路的设计 本章主要对各检测电路的设计进行了探讨。首先详细的介绍了过充电比较器的 设计，并在此基础上简单的介绍了过放电检测比较器、过电流比较器的设计。最后 对 0V 电池禁止电路的设计作了详细的分析。 4.1 过放电检测模块 本模块的作用是实现过放电检测3637，当电池电压小于过放电检测电压时，并 且达到过放电延时控制放电的端子 DO 会关闭，这时电池不能进行放电。 因为比较器只是为了实现简单的比较功能，而且它有与之相对应的数字电路的 延时相对应，即对比较器的灵敏度要求不高，所以此处采用基本的差分比较器进行 设计。 4.1.1 比较器工作于弱

59、反型区的原理 本设计采用最基本的差分比较器38来进行设计，差分对的基准源工作在弱反型 区，其尾电流源也工作于弱反型区，这样才能达到减小功耗的目的。其原理图如下 4.1 所示： 图 4.1 discharge 比较器 24 华 中 科 技 大 学 硕 士 学 位 论 文 4.1.1.1 工作原理 VN 端子与 VP 的 VREF 比较，其工作与否是受到 SD 的控制的，当 SD 为高时比较 器是不工作的，为低时比较器可以正常工作，差分比较的结果经过了一级放大才变 成了数字信号 VDL。 该电路是一个二级开环比较器，这种结构是一个没有补偿电路的运放，它在比 较两个模拟输入信号大小的基础上输出一个数

60、字信号。VP VN 时，VDL 输出为 L，反 之，输出为 H。严格意义上而言，比较器的输出信号只能是两个既定值中的一个，但 这只是一种理想情况，在两个高低电平间还有一个过渡区域，设计应使比较器尽可 能快的通过这一区域。 第一级是由 M28，M29，M71，M72，组成的差分放大器。其中，P 管 M28，M29 作 为差分对的负载，N 管 M71，M72 作为输入管，M75-80 由 VN1 偏置，为差分对提供尾 电流源。 当 VG 71 VG 72 时，i28=i29=i71i72， （i29-i72）这部分差值电流流入 M30 的 G 端的寄生电容，使 VG 30 上升，M29 则由于源漏电流不断减小而进入线性区，使得 i29 减小，最后达到与 i72 相等后，保持稳定，而 M28 和 M71 的状态与电流大小并不改 变，M30 截止，M74 处于线性区，所以此时输出为 L。 VG 71 VG 72 时，i28=i29=i71VP,P30 导通，输出 VCU 为高电平，反 之为低电平，若此时正好达到过充电39延迟时间，CO 端子会关闭，禁止充电器充电。 图 4.3 过充电比较器原理图 4.3 过电流 1 检测模块设计 这个电路的功能是当 VM 端的检测电压达到过电流 1 的检测40电压标准时， 输出 将发生跳变，并且