开关电源设计 最新课件

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1、12V/30W开关电源设计开关电源设计制作者: 李延（） 钱学伟（） 曹智敏（） 单位：中南林业科技大学 学院：计算机与信息工程学院 时间：二零一零年十二月摘要摘要该电源特性是：简单，直接可与220V交流电源连接，经桥式整流电容滤波后产生300V直流高电压起动开关电源工作。并且重量轻、体积小，接线简单外围元件少。30W小功率开关电源原理图如图2所示。12V/30W小功率开关电源原理图 PCB图总体设计方案总体设计方案 该电路特点是利用三极管Q1，二极管D1及电阻R5、R6组成过低压保护电路，当输入电压降低到一定程度时，Q1导通，控制端C电位降低，TOP开关关闭，开关电源没有输出。 （1）输入电

2、路 电网交流220V输入电压经两级EMI滤波电路 、桥式整流、电容滤波后产生300V直流高压起动开关电源工作。 （2）电源变换器部分 在该电路中，T2为高频变压器，其中 N1为初级绕组（35T） N2为反馈绕组（15T） N3为次级隔离输出绕组（7T） 总体设计方案总体设计方案 开关电源工作后，反馈绕组N2经整流、滤波、限流后送至TOP开关控制极C，以调整TOP开关内部PWM占空比。当因某种原因如负载变轻引起输出电压升高时，N2电压将升高，即流入TOP开关控制端C的电流增加。在振荡电路的控制下，漏极端D有电流流入芯片，提供开环输入，该输入通过旁路调整器、误差放大器，由控制端进行闭环调整，经由P

3、WM控制MOSFET的输出占空比，使其占空比线性减小，从而使输出电压下降，最后达到动态平衡，保持输出稳定。电路中并接于初级绕组N1两端的瞬态电压抑制二极管D5、电容C4及快速二极管D6组成钳位削峰电路。钳制电感放电脉冲的最高电位，减少漏感抗引起的漏极端电压畸变。在实际绕制高频电源变压器时，为了减小漏感的影响，可采用初级与次级相互交叉的绕制方法。同时，采用自我屏蔽作用较为良好的罐形磁芯，将线圈都用磁芯封在里边。 总体设计方案总体设计方案 （3）反馈控制回路 电容C6决定软起动恢复时间，C6、R5、R4、C5、D7决定控制回路的零点。R4阻值过小，限流线性差，容易导致TOP开关损坏；过大则调整线性

4、差。在实验中取值为10k （4）输出回路 N3、D10、C8、D11构成输出回路。肖特基势垒整流二极管D10对高频变压器次级的高频方波电压进行整流，经低ESR值的电解电容滤波及双向瞬态电压抑制二极管D11削峰稳压后，提供给负载电路。R7既可改善电源本身的输出阻抗，又能小幅度地调整输出电压的范围，同时又可在电源空载时为电容C8提供放电回路。R7取值为430。 TOPTOP开关资料及其工作原理开关资料及其工作原理 集各种控制功能、保护功能及耐压700V的功率开关MOSFET于一体，采用TO220或8脚DIP封装。少数采用8脚封装的TOP开关，除D、C两引脚外，其余6脚实际连在一起，作为S端，故仍系

5、三端器件。三个引出端分别是漏极端D、源极端S和控制端C。其中，D是内装MOSFET的漏极，也是内部电流的检测点，起动TOP开关操作时，漏极端由一个内部电流源提供内部偏置电流。控制端C控制输出占空比，是误差放大器和反馈电流的输入端。在正常操作时，内部的旁路调整端提供内部偏置电流，且能在输入异常时，自动锁定保护。源极端S是MOSFET的源极，同时是TOP开关及开关电源初级电路的公共接地点及基准点。 TOP包括10部分，其中Zc为控制端的动态阻抗，RE是误差电压检测电阻。RA与CA构成截止频率为7kHz的低通滤波器。主要特点是： （1）前沿消隐设计，延迟了次级整流二级管反向恢复产生的尖峰电流冲击；

6、（2）自动重起动功能，以典型值为5的自动重起动占空比接通和关断； （3）低电磁干扰性（EMI），TOP系列器件采用了与外壳的源极相连，使金属底座及散热器的dv/dt=0，从而降低了电压型控制方式与逐周期峰值电流限制; （4）电压型控制方式与逐周期峰值电流限制。 下面简要叙述一下： （1）控制电压源 控制电压Uc能向并联调整器和门驱动极提供偏置电压，而控制端电流Ic则能调节占空比。控制端的总电容用Ct表示，由它决定自动重起动的定时，同时控制环路的补偿，Uc有两种工作模式，一种是滞后调节，用于起动和过载两种情况，具有延迟控制作用；另一种是并联调节，用于分离误差信号与控制电路的高压电流源。刚起动电路

7、时由DC极之间的高压电流源提供控制端电流Ic，以便给控制电路供电并对Ct充电。 （2）带隙基准电压源 带隙基准电压源除向内部提供各种基准电压之外，还产生一个具有温度补偿并可调整的电流源，以保证精确设定振荡器频率和门极驱动电流。 （3）振荡器 内部振荡电容是在设定的上、下阈值UH、UL之间周期性地线性充放电，以产生脉宽调制器所需要的锯齿波（SAW），与此同时还产生最大占空比信号(Dmax)和时钟信号(CLOCK)。为减小电磁干扰，提高电源效率，振荡频率（即开关频率）设计为100kHz，脉冲波形的占空比设定为D。 （4）放大器 误差放大器的增益由控制端的动态阻抗Zc来设定。Zc的变化范围是1020

8、，典型值为15。误差放大器将反馈电压UF与5.7V基准电压进行比较后，输出误差电流Ir，在RE上形成误差电压UR。 （5）脉宽调制器（PWM） 脉宽调制器是一个电压反馈式控制电路，它具有两层含义。第一、改变控制端电流Ic的大小，即可调节占空比D，实现脉宽调制。第二、误差电压UR经由RA、CA组成截止频率为7kHz的低通滤波器，滤掉开关噪声电压之后，加至PWM比较器的同相输入端，再与锯齿波电压UJ进行比较，产生脉宽调制信号UB。 （6）门驱动级和输出级 门驱动级（F）用于驱动功率开关管(MOSFET)，使之按一定速率导通，从而将共模电磁干扰减至最小。漏源导通电阻与产品型号和芯片结温有关。MOSF

9、ET管的漏源击穿电压U(bo)ds700V。 （7）过流保护电路 过流比较器的反相输入端接阈值电压ULIMIT，同相输入端接MOSFET管的漏极。此外，芯片还具有初始输入电流限制功能。刚通电时可将整流后的直流限制在0.6A或0.75A。 （8）过热保护电路 当芯片结温TJ135时，过热保护电路就输出高电平，将触发器置位，Q=1，Q=0，关断输出级。此时进入滞后调节模式，Uc端波形也变成幅度为4.7V5.7V的锯齿波。若要重新起动电路，需断电后再接通电源开关；或者将控制端电压降至3.3V以下，达到Uc(reset)值，再利用上电复位电路将触发器置零，使MOSFET恢复正常工作。 （9）关断/自起

10、动电路 一旦调节失控，关断/自动重起动电路立即使芯片在5占空比下工作，同时切断从外部流入C端的电流，Uc再次进入滞后调节模式。倘若故障己排除，Uc又回到并联调节模式，自动重新起动电源恢复正常工作。自动重起动的频率为1.2Hz。 （10）高压电流源 在起动或滞后调节模式下，高压电流源经过电子开关S1给内部电路提供偏置，并且对Ct进行充电。电源正常工作时S1改接内部电源，将高压电流源关断。 当TOP开关起动操作时，在控制端环路振荡电路的控制下，漏极端有电流流入芯片，提供开环输入。该输入通过旁路调整器、误差放大器时，由控制端进行闭环调整，改变Ir，经由PWM控制MOSFET的输出占空比，最后达到动态

11、平衡。 TOP开关内部工作原理框图相关参数设计相关参数设计两级EMI滤波电路中，去除差模干扰的C1，C9为0.1uF/250V,去除共模干扰的C10,C11为10nF，滤波线圈采取双线并绕，L1,L2取值10-33mH。整流电路选择不可控的整流桥，整流二极管的反向耐压应大于400 V，其承受的冲击电流应大于额定整流电流的710倍。还应注意，选定的整流二极管的稳态电流容量应为计算值的两倍。本设计中，选用4个IN4007作整流二极管构成整流桥。箝位保护电路设计： 每个开关周期内，TOPSwitch的关断将导致变压器漏感产生尖峰电压。C4、D5和D6构成的箝位电路防止了此电压对TOPSwitch的损

12、坏，D5和D6的选择由反射电压VOR决定。VOR一般选择为135 V，D5嵌位电压VCLD可由经验公式VCLD=15VOR得出，D6的耐压值应大于最大直流输入电压Vmas并选择快恢复二极管。高频变压器的参数设计高频变压器的参数设计输入电压为 AC85-265V(50Hz)；工作频率为100KHz；输出电压为12V，输出电流为2.5A；电源效率为90%。设损耗分配系数为Z=0.5（一次侧与二次侧损耗各占50%）：（1）根据V1、P0值来确定输入滤波电容C3的容量、直流输入电压最小值V1（min）查表可知： C3=2*90uF=180uFv/VP0/W比例系数/(uF/W)Cin/UfV1(min

13、)/V通用输入：85-265已知2-3（1-3）P0 =90根据输入电压V，确定一次感应电压Vor和钳位二极管反向击穿电压Vb(V) 查右表可知：Vor=135V, Vb=200V,由Vb的值选用P6KE200瞬态电压抑制器高频变压器的一次电感量Lp通过查表，可计算出 Lp=628uH可选择EE30磁芯，磁芯长度A=30mm，Ae=115mm2,窗口面积Be=52.9mm2.v/V一次感应电压Vor/V钳位二极管反向击穿电压Vb/V固定输入：100/1156090固定输入：200/260135200通用输入： 85-265100-135 20061010p212PZLKRPI KfPRP确定高

14、频变压器的匝数确定高频变压器的匝数 （1）计算次级隔离输出绕组匝数N3： 已知V=85-265V，Vo=12V,考虑到肖特基二极管还有最大正向导通电压0.8V。当V=85-265V是，首先取N3的初始值为0.5匝/V，计算出次级绕组匝数N3为 N3=0.5(Vo+Vfm)=0.5*(12+0.8)=7 匝 （2）计算初级绕组N1： N1=N3*Vor/(Vo+Vfm)=7*60/(12+0.8)=35 匝 （3）计算反馈绕组N2：N2=N3*(Vfb+Vf2)/(Vo+Vf1)=7*(27.7+0.7)/(12+0.4)=15 匝计算磁芯的最大磁感应强Bm Bm=100*Ip*Lp/(N1*A

15、e)=0.209T计算磁芯的气隙密度 其中，磁芯不留间隙时 ,代入上式得：计算留有气隙时磁芯的等效电感Alg0.64mm2216280.51/35*35PLGLAHN匝22.4/LAH匝211400.2210001000NAmmeLAPL输出整流滤波电路的设计输出整流滤波电路的设计输出整流滤波电路由整流二极管和滤波电容构成。输出整流二极管的开关损耗占系统损耗的16到15，是影响开关电源效率的主要因素，它包括正向导通损耗和反向恢复损耗。由于肖特基二极管导通时正向压降较低，因此其具有很低的正向导通损耗。此外，肖特基二极管反向恢复时问短，在降低反向恢复损耗以及消除输出电压中的纹波方面有明显的性能优势，所以选用肖特基二极管作为整流二极管。选取的原则是根据最大反向峰值电压。次级绕组的反向峰值电压Vsm 式中，Vs为次级绕组输出电压；Vacmax为输入交流电压最大值。32max1NVVVSMSACN 本设计中整流二极管选用MUR420，其反向电压值Vr=200V，工作电流Id=4A，满足设计要求。对输出滤波电容，ESR(等效串联阻抗)和纹波电流是它的两个重要参数。当电容两端电压小于35V时，ESR只与电容的体积有关，本设计选择细高型的120 pF35 V低ESR电容。The end,thank you!The end,thank you!elements