单片开关电源与PCB设计

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1、毕 业 论 文题 目： 机电一体化论文 单片开关电源及PCB设计 系：机械电子系目 录摘要 1A2第1 章 绪 论 111 概述 112 开关电源的发展简况 113 开关电源的发展趋势 2第2章 方案论证 321 概述 322 系统框图 323 原理 3231 TOP-II的结构及工作原理3232 开关电源电路基本原理 5第3章 单片开关电源的设计 731 概述 732 开关电源参数的设计 733 开关电源中电子元器件的选择 15331 钳位二极管和阻塞二极管 15332 整流管的选取 18333 输出滤波电容的选取 19334 反馈电路中整流管的选取 20335 反馈滤波电容的选取 2033

2、6 控制端电容及串联电阻的选择 20337 TL431型可调式精密并联稳压器的选择 20338 光耦合器的选择 21339 自恢复保险丝的选择 23 34 单片开关电源保护电路的设计 24341 过电压保护电路的设计 24342 欠电压保护电路的设计 25343 启动电路的设计 26344 电压及电流控制环电路的设计 26345 无损缓冲电路 28346 采用继电器保护的限流保护电路 28347 IGBT驱动电路 2935 电磁干扰滤波器的设计 29 351 开关电源电磁干扰产生的机理 30 352 开关电源EMI的特点30 353 EMI测试技术30 354 抑制干扰的措施 31 355 电

3、磁干扰滤波器的构造原理33 356 电磁干扰滤波器的基本电路及典型应用33 357 EMI滤波器在开关电源中的应用34第4章 PCB电磁兼容性设计 3641 概述 3642 PCB上元器件布局3743 PCB布线3844 PCB板的地线设计4645 模拟数字混合线路板的设计4846 PCB设计时的电路措施49第5章 单片开关电源印制线路板的设计 5151 概述 5152 Protel99简介 52 53 印制线路板的设计 52531 设计印制线路板的条件 52532 设计印制板的步骤 53533 元件布局 53534 布线 5354单片开关电源印制线路板的设计 55541 单片开关电源原理总图

4、 55542 单片开关电源PCB设计图 55末 56参考 57附 录 6044 / 49电源设计摘 要：电力电子技术已发展成为一门完整的、自成体系的高科技技术,电力电子技术的发展带动了电源技术的发展,而电源技术的发展有效地促进了电源产业的发展。电源技术主要是为信息产业服务的,信息技术的发展又对电源技术提出了更高的要求,从而促进了电源技术的发展,两者相辅相成才有了现今蓬勃发展的信息产业和电源产业。从日常生活到最尖端的科学都离不开电源技术的参与和支持,而电源技术和产业对提高一个国家劳动生产率的水平,即提高一个国家单位能耗的产出水平,具有举足轻重的作用。在这方面我国与世界先进国家的差距很大,作为一个

5、电源工作者,不仅要设计出国际或国先进的电源,还要考虑到电源的适应性以及电源的成本。只有具有先进性能的电源,加上合理的制作成本,才能使我国的电源产业赶超发达国家。这里着重介绍了基于TOP252Y的单片开关电源,通过运用先进的电力电子技术等技术,实现了将普通市电转化为稳定地电压电流输出。首先介绍开关电源的含义,开关电源是利用现代电力电子技术,控制开关晶体管开通和关断的时间比率,维持稳定输出电压的一种电源,开关电源一般由脉冲宽度调制PWM控制IC和MOSFET构成。随着各种各样电器的出现以及升级,它们都需要一个稳定的电源,本文系统介绍了一种较为实惠又很先进的稳压稳流输出单片开关电源。关键词：单片开关

6、电源; 反激式；脉宽调制。第1章 绪论1.1 概述电源历来是各种电子设备中不可缺少的组成部分,其性能优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠地工作。开关电源SwitchingPowerSupply自问世以来,就以其稳定、高效、节能等优良性能而成为稳压电源的主要产品。而高度集成化的单片开关电源,更是因其高性价比、简单的外围电路、小体积与重量和无工频变压器隔离方式等优势而成为稳压电源中的佼佼者,是设计开发各种高效率中、小功率开关电源的优势器件。随着生产、生活中自动化程度的不断提高,开关电源也朝着智能化方向发展,由微控制器控制的开关电源将单片开关电源与单片机控制相结合,更加体现了开关电源的可靠

7、性和灵活性。在21世纪,随着各种不同的单片开关电源芯片及其电路拓扑的应用和推广,单片开关电源越来越体现出巨大的实用价值和美好前景。1.2 开关电源的发展简况开关电源被誉为高效节能电源,它代表着稳压电源的发展方向,现已成为稳压电源的主流产品。近20多年来,集成开关电源沿着下述两个方向不断发展。第一个方向是对开关电源的核心单元控制电路实现集成化。1997年国外首先研制成脉宽调制PWM控制器集成电路,美国摩托罗拉公司、硅通用公司Silicon General、尤尼特德公司Unitrode等相继推出一批PWM芯片,典型产品有MC3520、SG3524、UC3842。90年代以来,国外又研制出开关频率达

8、1MHz的高速PWM、PFM脉冲频率调制芯片,典型产品如UC1825、UC1864。第二个方向则是对中,小功率开关电源实现单片集成化。这大致分两个阶段：80年代初意法半导体SGSThomson率先推出L4960系列单片开关式稳压器。该公司于90年代又推出了L4970A系列。其特点是将脉宽调制器、功率输出级、保护电路等集成在一个芯片中,使用时需配工频变压器与电网隔离,适于制作低压输出5.140V、大中功率400W以下、大电流1.5A10A、高效率可超过90%的开关电源。但从本质上讲,它仍属DC/DC电源变换器17。1994年,美国PI公司在世界上首先研制成功三端隔离式脉宽调制型单片开关电源,被人

9、们誉为顶级开关电源。其第一代产品为TOPSwitch系列,第二代产品则是1997年问世的TOPSwitch-II系列。该公司于1998年又推出了高效、小功率、低价格的四端单片开关电源TinySwitch系列。在这之后,Motorola公司于1999年又推出MC33370系列五端单片开关电源,亦称高压功率开关调节器High Voltage Power Switching Regulator。目前,单片开关电源已形成四大系列、近70种型号的产品。1.3 开关电源的发展趋势1955年美国罗耶GHRoger发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器,是实现高频转换控制电路的开端,1957年美国查赛Je

10、n Sen发明了自激式推挽双变压器,1964年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想,这对电源向体积和重量的下降获得了一条根本的途径。到了1969年由于大功率硅晶体管的耐压提高,二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善,终于做成了25千赫的开关电源。目前,开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备,是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。目前市场上出售的开关电源中采用双极性晶体管制成的100kHz、用MOSFET制成的500kHz电源,虽已实用化,但其频率有待进一步提高。要提高开关频率,就要减少开关损耗,而要减

11、少开关损耗,就需要有高速开关元器件。然而,开关速度提高后,会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生浪涌或噪声。这样,不仅会影响周围电子设备,还会大大降低电源本身的可靠性。其中,为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌,可采用R-C或L-C缓冲器,而对由二极管存储电荷所致的电流浪涌可采用非晶态等磁芯制成的磁缓冲器。不过,对1MHz以上的高频,要采用谐振电路,以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波,这样既可减少开关损耗,同时也可控制浪涌的发生。这种开关方式称为谐振式开关。 目前对这种开关电源的研究很活跃,因为采用这种方式不需要大幅度提高开关速度就可以在理论上把开关损耗降到零,而且噪声也小

12、,可望成为开关电源高频化的一种主要方式。当前,世界上许多国家都在致力于数兆Hz的变换器的实用化研究。我们这次毕业设计主要是研究TOPSwitch-II开关电源以及相关的PCB设计制作,力图使电路简单且易于调试,尽最大可能的方便用户的使用。在本次设计中,我们要掌握电路设计的基本方法和步骤,学会用计算机专用软件Protel99绘制电路原理图和设计制作印制线路板图,掌握标准化制图的基本规则,将理论和实践相结合,提高独立分析能力和解决问题的能力,为我们毕业后走上工作岗位打下一个良好的基础。第2章 方案论证2.1 概述整个系统以TOPSwitch-II芯片为核心,顺序流程连接各个功能模块,完成了将普通市

13、电转化成所需要的稳定电流和电压。2.2 系统总体框图图2.1 系统总体框图图2.1是本开关电源结构框图,图中显示了主要电路模块,其中开关占空比控制电路是基于TOPSwitch-II型芯片的控制电路1。2.3 工作原理2.3.1 TOPSwitch-II的结构及工作原理TOPSwitch-II器件为三端隔离反激式脉宽调制单片开关电源集成电路,但与其第一代产品相比,它不仅在性能上有进一步改进,而且输出功率有显著提高,现已成为国际上开发中、小功率开关电源及电源模块的优选集成电路。TOPSwitch-II的管教排列图如图2.2所示,它有三种封装形式。其中TO-220封装自带小散热片,属典型的三端器件,

14、本文主要采用此种封装形式的芯片。此外还有DIP-8封装和SMD-8封装,它们都有8个管脚,但均可简化成3个,两者区别是DIP-8可配8脚IC插座,SMD-8则为表面贴片,后者不许打孔焊接。图2.2 TOPSwitch-II的管教排列图TOPSwitch-II的三个管脚分别为控制信号输入端CCONTROL、主电源输入端DDRAIN、电源公共端SSOURCE,其中S端也是控制电路的基准点。它将脉宽调制PWM控制系统的全部功能集成到了三端芯片中,TOPSwitch-II的部框图如图2.3所示。主要包括10部分：控制电压源；带隙基准电压源；振荡器；并联调整器/误差放大器；脉宽调制器；门驱动级和输出级；

15、过电流保护电路；过热保护及上电复位电路；高压电流源。图中Zc为控制端的动态阻抗,RE是误差电压检测电阻RA与CA构成截止频率为7kHZ的低通滤波器。 TOPSWitch-II的基本工作原理是利用反馈电流Ic来调节占空比D,达到稳压目的。举例说明,当输出电压Uo上升时,经过光耦反馈电路使得Ic上升,从而使得D下降,Uo也随之下降,最终使Uo不变。TOPSwitch-II器件开关频率高,典型值为100kHz,允许围为90-110kHz,开关管占空比由C脚电流以线性比例控制。电路启动时,由漏极经部高压电流源为C脚提供工作电压Vc。实际电路中C脚外部应接入电容,以电容的充电过程控制Vc逐步升高,以完成

16、电路的软启动过程,其PWM反馈控制回路由Rc、比较器A1和F1等元件组成,控制极电压Vc为控制电路提供电源,同时也是PWM反馈控制回路的偏置电压,比较器A2的基准电压设置为5.7V,当Vc高于5.7V时,A2输出高电平,与此同时PWM控制电流经电阻R与振荡器输出的锯齿波电流分别输入PWM比较器A4的+/-输入端,这时因反馈电流较小从A3反向端输入的锯齿波信号经门电路G3和G4送至RS触发器B2的复位端+在锯齿波信号和时钟信号的共同作用下RS触发器的输出端Q被置为高电平,门极驱动信号PWM信号经G6,G7两次反相,送到开关管F2的栅极,开关管处于开关状态,当电路启动结束时Vc升至门限电压4.7V

17、,A2输出高电平驱动电子开关动作,控制电路的供电切换至部电源；正常工作时TOPSwitch器件通过外围电路形成电压负反馈闭环控制,调节开关管的占空比实现输出电压的稳定。图2.3 TOPSwitch-II的部框图TOPSwitch器件具有关断/自动重启动电路功能,即当调节失控时立即使芯片在低占空比下工作,倘若故障已排除就自动重启动恢复正常工作。在自启动阶段控制极电压Vc低于门限电压5.7V时,控制电路处于低功耗的待命状态,此时由于比较器A2的滞回特性,电子开关频繁地在高压电流源和部电源之间进行切换,使得Vc值保持在4.7-5.7V之间。自启动电路由一个8分频计数器完成延时功能,阻止输出级MOSF

18、ET管F2连续导通,直到8个充/放电周期完全结束后才能再次导通。TOPSwitch器件通过预置V1m值来实现过流保护。TOPSwitch器件部还设有过热保护电路,当芯片结温大于135度时关断输出级MOSFET,从而实现过热保护目的。2.3.2 单片开关电源电路基本原理TOPSWitch-II单片开关电源典型电路如图2.4所示。高频变压器在电路中具备能量存储、隔离输出和电压变换着三种功能。由图可见,高频变压器触及绕组Np的极性同名端用黑圆点表示,恰好与次级绕组Ns、反馈绕组NF的极性相反。这表明在TOPSWitch-II导通时,电能就以磁场能量形式储存在初级绕组中,此时VD2截止。当TOPSWi

19、tch-II截止时VD2导通,能量传输给次级,刺激反击是开关电源的特点。图中,BR为整流桥,CIN为输入端滤波电容。交流电压u经过整流滤波后得到直流高压UI,经初级绕组加至TOPSWitch-II的漏极上。鉴于在TOPSWitch-II关断时刻,由高频变压器漏感产生的尖峰电压会叠加在直流高压UI和感应电压UOR上,可是功率开关管漏籍电压超过700V而损坏芯片；为此在初级绕组两端增加漏极钳位保护电路。钳位电路由瞬态电压抑制器或稳压管VDZ1、阻塞二极管VD1组成,VD1应采用超快二极管SRD。VD2为次级整流管,COUT是输出端滤波电容。目前国际上流行采用配稳压管的光耦反馈电路。反馈绕组电压经过

20、VD3、CF整流滤波后获得反馈电压UFB,经光耦合器重的光敏三极管给TOPSWitch-II的控制端提供偏压,CT是控制端C的旁路电容。设稳压管VDZ2的稳定电压为UZ2,限流电阻R1两端的压降为UR,光耦合器中LED发光二极管的正向压降为UF,输出电压Uo由下式设定：Uo=UZ2+UF+UR 2.1则其稳压原理简述如下：当由于某种原因致使Uo升高时,因UZ2不变,故UF随之升高,使LED的工作电流IF增大,再通过光耦合器使TOPSWitch-II控制端电流Ic增大。但因TOPSWitch-II的输出占空比D与Ic成反比,故D减小,这就迫使Uo降低,达到稳压目的。反之亦然3。 图2.4 单片开

21、关电源典型电路第3章 单片开关电源的设计3.1 概述开关电源因具有重量轻、体积小、效率高、稳压围宽等优点,在电视电声、计算机等许多电子设备中得到了广泛的使用。为了进一步追求开关电源的小型化和低成本,人们不断研制成功一些复合型单片开关电源集成电路芯片。如美国电源集成公司Power Integrations Inc,简称PI公司或Power公司推出的TOPSwitch-II器件就是其中的代表。TOPSwitch-II器件集PWM信号控制电路及功率开关场效应管MOSFET于一体,只要配以少量的外围元器件,就可构成一个电路结构简洁、成本低、性能稳定、制作及调试方便的单端反激式单片开关电源。3.2 单片

22、开关电源电路参数的设定下面将比较详细的叙述这些参数求得过程并完成电子表格。(1) 确定开关电源的基本参数交流输入电压最小值umin=85V交流输入电压最大值umax=265V电网频率fL=50Hz开关频率f=100kHz输出电压Uo=24V输出功率Po=50W电源效率=85%损耗分配系数Z：Z代表次级损耗和总损耗的比值。在极端情况下,Z=0表示全部损耗发生在初级,Z=1则表示全部损耗发生在次级。在此,我们选取Z=0.5。(2) 反馈电路类型及反馈电压UFB的确定我们可参照表1中的数据确定参数,因为我们采用配TL431的光耦反馈电路,所以UFB的值便一目了然。 输入滤波电容CIN、直流输电压最小

23、值UImin的确定由表2可知在通用85265V输入时,CIN、UImin的值都可大概确定,其中,我们确定UImin的值为90V,而输入滤波电容的准确值不能从此表中得出。输入滤波电容的容量是开关电源的一个重要参数。CIN值选的过低,会使UImin的值大大降低,而输入脉动电压UR却升高。但CIN值取得过高。会增加电容器成本,而且对于提高UImin值和降低脉动电压的效果并不明显。下面介绍CIN准确值的方法。表1 反馈电路的类型及UFB的参数值反馈电路类型UFB/VUo的准确度/%Sv/%SI/%基本反馈电路5.7101.55改进型基本反馈电路27.751.52.5配稳压管的光耦反馈电路1250.51

24、配TL431的光耦反馈电路1210.20.2表2 确定CIN、UImin值u/VPo/W比例系数/F/WCIN/FUImin/V固定输入：100/115已知2323Po值90通用输入：85265已知2323Po值90固定输入：23035已知1Po值240我们用以下式子获得准确的CIN值： 3.1在宽围电压输入时,umin=85V,取UImin=90V,fL=50Hz,tC=3ms,Po=50W,=85%,一并带入式3.1求出CIN=129.69F,比例系数CIN/Po=129.69F/50W=2.6F/W,这恰好在23F/W允许的围之。(4) 确定UOR、UB的值表3 确定UOR、UB值u/V

25、初级感应电压UOR/V钳位二极管反向击穿电压UB/V固定输入：100/1156090通用输入：85265135200固定输入：23035135200当TOPSwitch-II关断且次级电路处于导通状态时,次级电压会感应到初级上。感应电压UOR就与UI相叠加后,加至部功率开关管MOSFET的漏极上。与此同时,初级漏感也释放能量,并在漏极上产生尖峰电压UL。由于上述不利情况同时出现,极易损坏芯片,因此需给初级增加钳位保护电路。利用TVS器件来吸收尖峰电压的瞬间能量,使上述三种电压之和UI+UOR+ UL低于MOSFET的漏-源击穿电压UDS值。(5) 根据UImin和UOR来确定最大占空比Dmax

26、Dmax的计算公式为 3.2已知UOR=135V,UImin=90V,将UDS设为10V,一并代入式3.2,求得Dmax=62.79%,这与典型值67%已经很接近了。Dmax随u的升高而减小。 确定初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值KRP定义比例系数 3.3表4 根据u来确定KRPu/VKRP最小值连续模式最大值不连续模式固定输入：100/1150.41.0通用输入：852650.41.0固定输入：230350.61.0由表4可确定KRP=0.4 确定初级波形参数输入电流的平均值IAVG 3.4已知Po=50W,=85%,UImin=90V,求得IAVG=0.65A初级峰值电流IP 3.

27、5把IAVG=0.65A,KRP=0.4,Dmax=62.79%代入式3.5得,IP=1.29A初级脉动电流IR由式3.3可得 IR= KRPIP=0.41.29A=0.52A初级有效值电流IRMS 3.6将IP=1.29A,Dmax=62.79%,KRP=0.4代入式3.6的得,IRMS=0.83A 芯片及结温的确定所选芯片的极限电流最小值ILIMTmin应满足下式ILIMTminIP/0.9 3.7即ILIMTmin1.43A,于是我们就选取了TOP225YTJ由下式确定 3.8TOP225的设计功耗为1.7W,=20/W,TA=40,代入式3.8得TJ=74。一般来说,TJ应在25到10

28、0之间,才能使开关电源长期正常运行。 初级电感量Lp的计算在每个开关周期,由初级传输给次级的磁场能量变化围是LpIpLpIp-IR。初级电感量由下式决定： 3.9式中,Lp的单位是H。已知开关电源的输出功率为50W,初级脉动电流与峰值电流的比例系数KRP=0.4,开关频率f=100kHz,损耗分配系数Z=0.5,电源效率=85%,IP=1.29A,将这些数值代入式3.9得Lp=1021.79H 选择高频变压器并查找其参数可从设计手册中查出,当Po=50W时可供选择的铁氧体磁芯型号。若用常规漆包线绕制,可选EE30或EE35型,型号中的数字表示磁芯长度A=30mm或35mm。EE型磁芯的价格低廉

29、,磁损耗低且适应性强。若采用三重绝缘线,则选EF30型磁芯。在此我们采用常规漆包线,故选用EE30型磁心。由手册中查出SJ=1.09cm,l=5.77cm, AL=4.69H/匝,b=13.7mm。 计算次级匝数Ns对于100V/115V交流输入,次级绕组可取1匝/V；对于230V交流或宽围输入应取0.6匝/V。现已知u=85265V,Uo=24V,考虑到在次级肖特基二极管上还有0.4V的正向导通压降UF1,因此次级匝数为Uo+ UF10.6匝/V=24V+0.4V0.6匝/V=14.64匝。由于次级绕组上还存在导线电阻,也会形成压降,实取Ns=15匝。 计算初级匝数Np 3.10已知Ns=1

30、5匝,UOR=135V,Uo=24V,UF1=0.4V,将这些值一同带入式3.10,可求得Np=82.99,实取83匝。 计算反馈绕组匝数 3.11配有TL431的光耦反馈电路UFB 一般取12V,UF2取0.7V,UF1=0.4V,Ns=15,将这些值连同Uo=24V一起带入式3.11,求得NF=7.8匝。实取8匝。 根据初级层数d、骨架宽度b和安全边距M,用下式计算有效骨架宽度bE=db-2M 暂且将d设为2,M取为3mm,b=13.7mm,将其带入式3.12求得,bE=15.4mm再利用下式计算初级导线的外径带绝缘层DPM： DPM= bE/NP 3.13将bE=15.4mm,NP=83

31、带入式3.13求得,DPM=0.19mm。扣除漆皮后,裸体导线的径DPm=0.15mm。 验证初级导线的电流密度J是否满足初级有效值电流IRMS=0.83A之条件。计算电流密度的公式为 3.14将DPm=0.15mm,IRMS=0.83A代入式3.14中得到J=7.22A/mm2。若J10 A/mm2,应选用较粗的导线并配以较大尺寸的磁芯和骨架,使J10 A/mm2。若J4 A/mm2,宜选较细的导线和较小的磁芯骨架,使J4 A/mm2,亦可适当增加NS的匝数。查表可知,与直径0.15mm接近的公制线规0.16mm,比0.15mm略粗一点,完全可满足要求。因0.14mm的公制线规稍细,故不选用

32、。 计算磁芯中的最大磁通密度BM 3.15将IP=1.29A,Lp=1021.79H,Np=83匝,磁芯有效横截面积SJ=1.09cm,一并代入式3.15中,得到BM=0.25T。 磁芯的气隙宽度式3.16中,的单位是mm。将SJ=1.09cm,Np=83匝,Lp=1021.79H,磁芯不留间隙时的等效电感AL=4.69H/匝一并代入式3.16得到,=0.89mm。气隙应加在磁芯的磁路中心处,要求0.051mm。 3.16 计算留有气隙时磁芯的等效电感 3.17将Lp=1021.79H,Np=83匝代入式3.17得到,ALG=0.15H/匝。 计算次级峰值电流ISP次级峰值电流取决于初级峰值电

33、流IP和初、次级的匝数比n,有公式 3.18已知IP=1.29A,Np=83,Ns=15,不难算出n=5.5,代入式3.18得到ISP=7.14A 计算次级有效值电流ISRMS次级纹波电流与峰值电流的比例系数KRP与初级完全相同,区别仅是对次级而言,KRP反映的是次级电流在占空比为1-Dmax时的比例系数5。因此,计算次级有效值电流ISRMS时,需将式2.6中的IRMS、Ip、Dmax依次换成ISRMS、ISP、1-Dmax。由此得到公式 3.19将ISP=7.14A,Dmax=62.79%,KRP=0.4代入式3.19中求得,ISRMS=3.52A。 计算出滤波电容上的纹波电流IRI先求出输

34、出电流Io=Po/Uo=50W/24V=2.08A,再代入式3.20： 3.20将ISRMS=3.52A,Io=2.08A代入式3.20中计算出,IRI=2.84A 计算次级裸导线直径有公式 3.21将ISRMS=3.52A,J=7.22A/mm2代入式3.21中求出,DSm=0.31mm。实选0.315mm的公制线规。需要指出,当DSm0.4mm时应采用0.40mm的两股导线双线并绕Ns匝。与单股粗导线绕制方法相比,双线并饶能增大次级绕组的等效横截面积,改善磁场耦合程度,减少磁场泄感及漏感。此外,用双线并绕方式还能减小次级导线的电阻值,降低功率损耗。导线外径单位是mm的计算公式为 3.22将

35、b=13.7mm,M=3,Ns=15匝一并代入式3.22中得到,DSM=0.51mm。选用导线直径DSm0.31mm而绝缘层外径DSM0.51mm的三重绝缘线。 确定次级整流管、反馈电路整流管的最高反向峰值电压：UBRS、UBRFB有公式 3.23 3.24将Uo=24V,UFB=12V,UImax=375V,Ns=15匝,Np=83匝,NF=8匝,分别代入式3.23和式3.24中计算出,UBRS=91.77V,UBRFB=48.14V。表5：设计24V、50W开关电源的电子数据表格ABCDEF1输入中间过程输出单位参数说明2参数数据保留数据计算结果24V、50W开关电源3umin85V交流输

36、入电压最小值4umax265V交流输入电压最大值5fL50Hz电网频率6f100kHz开关频率7Uo24V直流输出电压8Po50W输出功率985%电源效率10Z0.5损耗分配系数11UFB12V反馈电压12tc3ms整流桥导通时间13CIN129.7F输入滤波电容1415输入TOPSWitch-II的变量16UOR135V初级绕组感应电压17UDSON10VTOPSWitch-II的漏-源导通电压18UF10.4V次级绕组肖特基整流管正向压降19UF20.7V反馈电路中高速开关整流管正向压降20KRP0.4%初级绕组脉动电流IR与峰值电流IP比例系数2122输入高频变压器的结构参数23EE30

37、铁氧体磁芯型号24SJ1.09cm2磁芯有效横截面积25l5.77cm有效磁路长度26AL4.69H/匝磁芯不留间隙时的等效电感27b13.7mm骨架宽度28M3mm安全边距安全边界宽度29d2层初级绕组匝数30Ns15匝次级绕组匝数3132直流输入电压参数33UImin90V直流输入电压最小值34UImax375V直流输入电压最大值3536初级绕组电流波形参数37Dmax62.79%最大占空比对应于umin时38IAVG0.65A输入电流平均值39IP1.29A初级绕组峰值电流40IR0.52A初级绕组脉动电流41IRMS0.83A初级绕组有效电流值4243变压器初级绕组设计参数44LP10

38、21.79H初级绕组电感量45NP83匝初级绕组匝数46NF8匝反馈绕组匝数47ALG0.15H/匝磁芯留间隙后的等效电感48BM0.25T最大磁通密度BM=0.20.3T49BAC0.2T磁芯损耗交流磁通密度峰-峰值0.550r1976磁芯无气隙时的相对磁导率510.89mm磁芯的气隙宽度0.051mm5216.85mm有效骨架宽度53DPM0.19mm初级绕组导线的最大外径带绝缘层54e0.05mm估计的绝缘层总厚度55DPm0.15mm初级绕组导线的裸线直径56公制0.16mm初级绕组导线规格57SP0.0516mm初级绕组导线的横截面积58J7.22A/mm电流密度J=410A/mm5

39、960变压器次级绕组设计参数61ISP7.14A次级绕组峰值电流62ISRMS3.52A次级绕组有效值电流63IO2.08A直流输出电流64IRI2.84A输出滤波电容上的纹波电流6566SSmin0.546mm次级绕组线圈最小横截面积67公制0.315mm次级绕组导线规格68DSm0.31mm次级绕组导线最小直径裸线69DSM0.51mm次级绕组导线最大直径带绝缘层70NSS0.39mm次级绕组绝缘层最大厚度7172电压极限参数73UDmax573V最高漏极电压估算值包括漏感的作用74UBRS91.77V次级绕组整流管最高反向峰值电压75UBRFB48.14V反馈电路整流管的最高反向峰值电压

40、 部分参数的补充对于表5流磁通密度有两个计算公式： 3.25 3.26式中最大磁通密度BM=0.25T,KRP=0.4,代入式3.25算出BAC=0.2。式3.26可作为验证公式7。磁芯无气隙时的相对磁导率与磁芯不留间隙时的等效电感AL、有效磁路长度l、磁芯有效横截面积SJ之间,存在下述关系式 3.27将AL=4.69H/匝,l=5.77cm,SJ=1.09 cm2,代入式3.27得到=1.98H/匝cm3.3 单片开关电源中电子元器件的选择3.3.1 选择钳位二极管和阻塞二极管 瞬态电压抑制器的工作原理瞬态电压抑制器亦称瞬变电压抑制二极管,其英文缩写为TVS ,是一种新型过压保护器件。由于它

41、的响应速度极快、钳位电压稳定、体积小、价格低,因此可作为各种仪器仪表、自控装置和家用电器中的过压保护器。还可用来保护单片开关电源集成电路、MOS 功率器件以及其他对电压敏感的半导体器件10。瞬态电压抑制器是一种硅PN结器件,其外型与塑封硅整流二极管相似,见图3.1中a。常见的封装形式有DO41、A27K、A37K,它们在75 以下的额定脉冲功率分别为2W、5W、15W,在25 、1/120s条件下可承受的浪涌电流分别可达 50A、80A、200A。外形尺寸有2.75.2、5.09.4mm等规格。其钳位电压从0.7V到3kV。TVS的符号与稳压管相同 ,见图3.1中b,伏安特性如图3.1中c所示

42、。图3.1中中 ,UB、IT分别为反向击穿电压即钳位电压、测试电流。UR为导通前加在 器件上的最大额定电压。有关系式UR0.8UB。 IR是最大反向漏电流。Uc是在1ms时间器件可承受的最大峰值电压。有关系式UCUBUR。IP是瞬时脉冲峰值电流。因IP、IT、IR分别属于A、 mA、A这三个数量级,故IPIT IR。TVS的峰值脉冲功率PP与干扰脉冲的占空比D以及环境温度TA有关。当D时PP,反之亦然。而当TA时PP。PP值通常是在脉宽1ms、脉冲上升沿为10s、D=0.01的条件下测出的,使用时不得超过此值。a外形 b符号 c伏安特性图3.1 瞬态电压抑制器瞬态电压抑制器在承受瞬态高电压例如

43、浪涌电压、雷电干扰、尖峰电压时 ,能迅速反向击穿,由高阻态变成低阻态,并把干扰脉冲钳位于规定值,从而保证电子设备或元器件不受损坏。钳位时间定义为从零伏达到反向击穿电压最小值所需要的时间。TVS的钳位时间极短,仅1ns,所能承受的瞬态脉冲峰值电流却高达几十至几百A。其性能要优于压敏电阻器VSR,且参数的一致性好。 阻塞二极管反向恢复时间tIr反向恢复时间tIr的定义是电流通过零点由正向转向反向,再由反向转换到规定低值的时间间隔。它是衡量高频整流及续流器件性能的重要技术指标。反向电流的波形如图3.2所示。图3.2中,IF为正向电流,IRM为最大反向 恢复电流,tIr为反向恢复电流,通常规 定Irr

44、=0.1IRM。当tt0时,iF=IF。 当tt0时,由于整流管上的正向电压突然变成反向电压,因此正向电流迅速减小,在 t=t1时刻,iF=0。然后整流管上流过反向电流iR,并且iR逐渐增大；在 t=t2时刻达到最大反向电流IRM。此后反向电流逐渐减小,并且在t=t3时刻达到规定值Irr。从t2到t3的反向恢复过程与电容器放电过程有相似之处。由t1到 t3的时间间隔即为反向恢复时间trr。图3.2 反向恢复电流的波形快恢复二极管的结构特点 快恢复二极管的部结构与普通二极管不同,它是在P型、N型硅材料中增加了基区I,构成PIN硅片。由于基区很薄,反向恢复电荷很小,不仅大大减小了trr值,还降低了

45、瞬态正向电压,使管子能承受很高的反向工作电压。快恢复二极管的反向恢复时间一般为几百ns,正向压降为0.60.7V,正向电流是几A至几 kA,反向峰值电压可达几百V至几kV。超快恢复二 极管则是在快恢复二极管基础上发展而成的,其反向恢复电荷进一步减小,trr值可低至几十ns。20A以下的快恢复二极管及超快恢复二极管大多采用TO-220封装。从部结构看,可分成单管、对管两种。对管部包含两只快恢复或超快恢复二极管,根据两只二极管接法的不同,又有共阴对管、共阳对管之分。几十A的快恢复 、超快恢复二极管一般采用TO-3P金属壳封装,更大容量几百A至几kA的管子则采用螺栓型或平板型封装3。 关于钳位二极管

46、和阻塞二极管的选取对于像TOPSwitch-II这样的中低功率类型单片开关电源,可选UB=180V的瞬态电压抑制器。对于钳位二极管和阻塞二极管的选取参见表6：表6 钳位二极管和阻塞二极管的选取u/V钳位电压UB钳位二极管TVS阻塞二极管SRD100/11590P6KE9191V/5WBYV26B400V/1A85265200P6KE200200V/5WBYV26C600V/1A23035200P6KE200200V/5WBYV26C对于TVS和阻塞二极管,还可以选取其它型号的管子,如表7和表8所示：表7 单片开关电源常用TVS的型号型号Un/VP/Wt/nsP6KE919151P6KE1501

47、5051P6KE20020051BZY97-C1201201.51BZY97-C2002001.51BZT03-C1201203.251表8 阻塞二极管选取原则单片开关电源集成电路阻塞二极管的反向耐压超快恢复二极管型号示例TOP100系列400UF4004BYV26BMUR140TOP200系列600UF4005BYV26CMUR160TOPSwitch-II系列600UF4005BYV26CMUR1603.3.2 输出整流管的选取开关电源的输出整流管宜采用肖特基二极管,这有利于提高电源效率。典型产 品有Motorola公司生产的MBR系列肖特基二极管。所 选肖特基管必须满足条件URM2UBR

48、S 3.28Id3IOM 3.29式3.28中次级整流管的最大反向峰值电压2UBRS由式3.30决定： 3.30单片开关电源的输出电压Uo=24V,最续输出电流IOM=2.08A,最大输出功率POM=50W。已知高频变压器的初级匝数NP=83匝,次级匝数Ns=15匝,直流输入电压最大值UImax=375V对应于交流输入电压最大值umax=265 V。由式3.30可计算出US=91.78V。再根据式3.28求得URM183.5V。将IOM=2.08A代入式3.29中得到Id6.24A。需要指出,肖特基二极管的最高反向工作电压一般不超过100V,仅适合作低压、大电流整流用。当UO30V时,须用耐压

49、100V以上的超快恢复二极管来代替肖特基二极管,此时电源效率略有下降。此时US=91.78V,URM183.5V,已不再适合采用肖特基二极管,如上所述,采用耐压100V以上的超快恢复二极管。由表9可选出合适的二极管：表9 Motorola公司部分型号的超快恢复二极管数据表二极管类型产品型号URM/VId/ATIr/ns厂家输出整流管MUR4101004MotorolaMUR4202004MUR8101008MUR8202008MUR16101001635由表9我们选出MUR820型超快恢复二极管,其URM=200V183.5V,Id=8A6.24A,TIr=30ns10ns,电源效率会稍微下降

50、。3.3.3 输出滤波电容的选取输出滤波电容C2上的纹波电流很大,在前面已求出IRI=2.84A,进而求出C2上的功率损耗 3.31式3.31中r0为滤波电容的等效串联电阻ESR。它表示在电容器的等效电路中,与之相串联的代表电容器损耗的等效电阻,简称串联损耗电阻,在此我们将其值取为2.4,则可计算出功率损耗P=19.36W。输出纹波电压由式3.32决定URI=ISPr0 3.32计算出URI=17.14V。在固定负载的情况下,通过C2的交流电流标称值必须满足下列条件： 3.33即=1.52IRI=1.522.84A4.265.28。通过查手册我们确定选取COUT=1000F/35V。3.3.4 反馈电路中整流管的选取表10中的URM已知：183.5V为整流管最高反向工作电压,前面已知,其值为48.14V,