毕业设计（论文）电子电路噪声的研究放大电路的噪声研究及降低方法（附外文翻译）

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1、电子电路噪声的研究-放大电路的噪声研究及降低方法Research of the noise of theelectronic circuit-Enlarge the noise research of the circuit and reduce the method摘要电子电路噪声有内部噪声和外部干扰噪声两种形式，但一般情况下电子噪声是指电路内部产生的噪声。电子电路系统中一般同时存在多种类型的噪声，噪声过大会影响电路的正常工作，必须加以抑制。尤其在前置放大器中，由于很小的噪声信号在经过多级放大后会变为对系统影响很大的信号，因此噪声信号对系统的影响成为一个不可忽视的问题。电子电路中元器件内部噪

2、声是显著因素，各种噪声具有不同的内部机理，不同的抑制措施。本设计从噪声基础知识，电子器件内部的噪声，噪声电路的计算方法入手，用各种噪声模型,讨论了电子电路及放大器的主要噪声来源、最佳源电阻和最小噪声系数,对放大器输入电路的噪声从理论上进行一定分析,得到与噪声大小相关的函数关系。指出在多级放大器中降低总噪声系数的方向,设计出了一种低噪声偏置电路，对电路放大器的设计有一定的参考价值。关键词：电子噪声 电路噪声 噪声计算 ABSTRACTElectronic circuit noise have inside noise and outside interfere the noise two kin

3、ds of forms, but generally speaking the electronic noise refers to the noise emerging within the circuit. Electronic circuit in the system generally for many noise of kind, noise pass conference influence normal work of circuit, must to suppress. Especially among pre-amplifier, because little noise

4、signal can turn into to signal that system exert a tremendous influence after amplifying while being multistage very, so the influence on the system of the noise signal becomes a question that cant be ignored . The noise is remarkable factors within the components and parts in the electronic circuit

5、, various kinds of noises have different inside mechanism, different restrain measures.Originally design from the rudimentary knowledge of the noise, the noise within the electronic device, the noise circuit computing technology is started with, use various kinds of noise models , has discussed elec

6、tronic circuit and main noise source of the amplifier , resistance of best source and minimum noise coefficient, carry on certain analysis to the noise of inputting the circuit of the amplifier theoretically, receive the functional relation correlated with size of noise. Point out among multistage a

7、mplifier reducing total noise directioning of coefficient , design one low in noise to setover the circuit, there is certain reference value to the design of the circuit amplifier.Keyword: Electronic noise Noise of the circuit The noise calculating目录第一章 噪声的基本知识11.1 电子电路噪声概述11.2声的分类1 1.2.1外部噪声1 1.2.2

8、内部噪声2第二章 噪声电路的计算方法52.1 电子设备中噪声的模型和等效分析5 2.1.1等效输入噪声模型5 2.1.2 等效噪声带宽的计算6 2.1.3晶体管混合型噪声模型8 2.1.4 最佳源电阻即匹配条件和最小噪声系数10 2.1.5 低噪声偏置电路10 2.2 放大电路的噪声分析11 2.2.1 放大电路的噪声模型11 2.2.2差分放大器的噪声模型 12 2.2.3差分放大器的等效输入噪声 12 2.2.4 差分放大器的噪声源13 2.3 放大器输入电路的噪声分析15第三章 放大器的低噪声设计方法19 3.1低噪声电路研究193.1.1放大器抑制干扰的措施193.1.2差分放大器的低

9、噪声运用21第四章 结束语23 参考文献24 致谢25第一章 噪声的基本知识11电子电路噪声概述在一个电子传输系统中，任何不希望的电流电压波动信号都可以称为噪声。噪声大致可以分为自然噪声和人为噪声。人为噪声主要来自电器设备（例如电动机，问题开关等）自然噪声是指宇宙辐射、大气噪声以及我们所熟悉的电子电路噪声。在电子系统中，噪声是一个重要的问题，因为他限制了任何电子系统的测量、计算精确度以及电子方法能够处理的信号的大小 。电路噪声有热噪声、散弹噪声、低频噪声（包括电阻低频噪声、爆裂噪声等），其产生原因各不相同，物理学家最先对噪声进行了深入的研究。1827年，Brown观察到了一个物理系统平衡状态下

10、的波动，从此噪声的存在引起了广泛的关注。本世纪初，通信工程中应用Einstcin和其他人定义的一些噪声量来解决噪声问题。四十年代，Burgess、North和Friss提出了噪声系数（Noise Figure）的基本概念。后来次概念又被其他人进行了拓展，但是NF仅仅是一个人为定义的参数，并不是一个由明确的假设或是自然定律的前提下推导出来的物理量，所以NF是一个由局限性的概念。目前的研究仍是基于IEEE一些标准中对噪声稀疏的定义，二端口的噪声特性和相互合并也是基于这些标准。这些理论可以扩展到N端口情况，获得的结论可以作为组建低噪声电路的设计工具。1.2噪声分类电子电路噪声是指在电路中出现的与电路

11、功能无关、能引起电路功能下降甚至紊乱的电压或电流的波动信号。按电子线路系统的内外或噪声的来源不同来区分， 噪声有两类： 第一类是系统外部噪声。第二类是系统内部噪声1.2.1外部噪声外部噪声主要是由工业的干扰、天电的干扰及无线电信号的宇宙背景辐射产生的白噪声等原因引起的，都属于外部干扰。外部干扰的能量分布通常随着频率的升高而减小。现在大部分电子设备外部噪声的屏蔽和纠错功能都已发展的比较完善，因此本文主要针对电子电路的内部噪声，外部噪声只作简单介绍。外部噪声主要有以下几种：1.杂散电磁场干扰：放大器周围存在杂散电磁场时，放大器的输入电路或某些重要元件处于这种变动的电场和磁场中，就会感应出干扰电压。

12、对于一个放大倍数比较高的放大器来说,只要第一级引进一点微弱的干扰电压,经过各级的放大,放大器的输出端就有一个较大的干扰电压，所以干扰电压可由磁感应或静电感应产生。2.由于接地点安排不正确而引起的干扰：实验过程中,对于多级放大器经常会由于接地点安排不当，在输入级引起微弱的线路阻抗等附加电压(称为寄生反馈电压)，经多级放大后，严重损坏输出电压波形。3.由于交流电源串入的干扰：当交流电网的负载突变时(如电机的起动和制动) ,在负载突变处交流电源线与地之间将产生高频干扰电压这个电压引起的高频电流将通过直流稳压电源、放大器及放大器与地之间的分布电容,经过地线再返回负载突变处组成回路,这样就构成了对放大器

13、的高频干扰4.由于电子设备的共同端没有正确连接而产生的干扰5.由于直流电源电压波动引起的干扰1.2.2内部噪声 内部噪声主要是由电子线路的元器件本身导电特性及电路本身设计不良引起的，都属于内部干扰。内部噪声的频谱十分宽，所以在频率比较高的设备中主要考虑内部噪声的影响，而在频率比较低的设备中，外部噪声和内部噪声的影响就都要考虑进去。内部噪声主要有以下几种：1.热噪声热噪声主要是由导体内部自由电子无规则的热运动所产生的。自由电子在一定温度下的热运动类似分子的布朗运动, 是杂乱无章的, 温度越高越剧烈。电子的无规则运动, 在导体内部形成许多微小的电流波动。虽然它们的总平均电流为零, 但每一瞬间都会在

14、导体两端引出一个小小的波动电势。任何导体, 例如电阻接入电路后, 其内部波动电势便成为电路的热噪声源。由于导体内电子的热运动经常处于互相碰撞状态, 两次碰撞之间的时间间隔是极短的(约10 1210 14s) 。因此产生的热噪声电压实际上可以看成是持续时间极短的脉冲组成。由信号分析可知, 这种持续时间极短的脉冲噪声具有平坦的噪声谱, 热噪声属于一种白噪声。任何导电元器件都有可能存在热噪声, 一般电阻元件的热噪声较为显著。可在示波器荧光屏上观察到热噪声波形如图1.1图1.1 热噪声电压波形Fig.1.1 Wave form of Johnson noise voltage2.散弹噪声散弹噪声是晶体

15、管器件中产生的一种电流噪声, 它是载流子不均匀通过势垒区时造成的电流微小起伏。一般晶体二极管和三极管电流流经势垒区, 散弹噪声较大。而场效应管中, 主要导电电流不流经势垒区, 相比之下散弹噪声较小, 只是结型场效应管栅极反向电流通过PN 结有不大的散弹噪声。已经证明, 散弹噪声也具备白噪声性质。散弹噪声的波形如图1.2 所示。进一步分析可证明,0 大、rbb小的三极管散弹噪声较小。图1.2 散弹噪声波形Fig.1.2 Wave form of scatterload noise3.低频噪声（1）电阻的低频噪声 很多电阻除了热噪声外, 还会产生一些附加噪声, 因此实际噪声比热噪声大。电阻中最主要

16、的附加噪声是低频噪声, 来源于电阻中导电微粒的不连续性。电阻元件从微观看是很多不连续颗粒组成的, 电流通过不连续点就可能产生火花, 使电阻的导电发生变化, 从而引起电流变化。典型的低频噪声如图1.3 所示。已经发现电阻的附加噪声主要是低频成分, 是电流不连续引起的, 因此又名闪烁噪声或称接触噪声。附加噪声具有很强的低频谱密度, 在高频时强度急剧减小。测量证明, 甚至低至几赫兹以下的附加噪声仍保持低频特性, 所以低频噪声是低频电路中的主要噪声源。图1.3 电阻的低频噪声波形Fig.1.3 Low frequency noise wave form of resistance(2)半导体器件中的低

17、频噪声 现已发现的晶体管低频噪声有两种, 即闪烁噪声和爆裂噪声。这些噪声通常与晶体管表面状态或内部缺陷有关, 其内部机理尚处于研究阶段。晶体管产生闪烁噪声的原因, 一般认为是由于三极管表面清洁处理不好, 或有缺陷造成的。它的强度还与半导体材料的纯度及外加电压有关。因此,采用纯化处理, 表面实施良好保护的平面型晶体管, 或环氧树脂密封的晶体管, 其闪烁噪声电平很低, 波形与电阻低频波相似。除去闪烁噪声外, 许多硅晶体管(特别是平面扩展型晶体管) 还有另外一种低频噪声, 这种噪声的波形如图1.4 所示, 称为爆裂噪声。这种噪声首先在半导体二极管上发现, 后来又出现于集成电路。爆裂噪声实质上是由一系

18、列幅度较大而脉冲宽度又不相等的随机脉冲构成的, 因此又名尖峰噪声。如果把这种噪声加以放大并送到扬声器中, 就会听到一种象炒玉米似的爆裂声, 所以又名炒玉米噪声。爆裂噪声从每秒几百次到每分钟一次。现在一般认为这种噪声是由于半导体材料的缺陷造成, 即由结晶位错, 重金属杂质凝聚等造成。因此制造良好的晶体管可能没有爆裂噪声。一般元器件, 特别是集成器件中, 以上噪声可能兼而有之。由于工艺、结构、材料各不相同, 不同类型集成电路噪声各不相同。实践证明, 集成器件比分立元件的固有噪声大(约23倍) , 原因是:（1）一般低噪声晶体管可以选择0 大、rbb小的器件, 但集成电路中由于受到工艺等各方面因素的

19、限制, 往往0 较小、rbb较大, 故相应的散弹噪声要大一些。（2） 由于工艺材料等原因, 往往低频噪声较大。当然提高集成工艺, 可以减小内部各噪声的相互作用, 从而降低集成器件的噪声。图1.4 爆裂噪声波形Fig.1.4 Wave form of burst noise第二章 噪声电路的计算方法本章从不同放大电路的噪声机制出发，针对不同放大器的噪声模型，采用等效噪声法等表达式，通过对噪声的产生规律的进一步研究，明确放大电路的内部噪声机制和噪声模型之间的关系，从而提出降低噪声的理论办法。2.1 电子设备中噪声的模型和等效分析2.1.1等效输入噪声模型电子设备内部产生的噪声如分析电阻产生的噪声可

20、等效为一个理想电阻与一个均方值为2的噪声电压源项串联一样，可将其等效在输出端作为一个噪声源，具有放大作用的设备，不仅放大有用信号，同时对设备内部的噪声也具有防大作用。这样设备的输出噪声的大小则与设备的增益有关。因此我们可以将设备输出的噪声转换为接在设备输入端的噪声源通过一个理想（无噪声）网络，如图2.1所示。图2.1 等效输入噪声模型Fig.2.1 Noise models of equivalent in-putS为信号源电压，为信号源内阻RS产生的热噪声电压均方值，及 为设备内部产生的噪声等效在输入端的噪声源。阿AV为设备的电压传递函数。由于RS，为某一数值，则为不能相互取代。进一步简化内

21、部噪声及输出噪声的模型如图2.2。图2.2 简化的等效输入噪声模型Fig.2.2 Simplified noise models of equivalent in-put其中：为信号源内阻产生的热噪声电压与设备内部产生的噪声电压均方值之和，称为等效输入噪声，其表达式为：=+R2S输出噪声电压均方值为：=AV2当RS=0时，=AV2当RS时，= AV2（+R2S）实际情况RS为非零有限值，改变不同的RS，测量出不同的和AV，则可以得到和大小。2.1.2 等效噪声带宽的计算热噪声来源于设备重期间内部载流子的碰撞，载流子的碰撞可以看作无数个持续时间极短的脉冲，由此产生的噪声电压由于其随机性，各脉冲之

22、间没有确定的相位关系，故不能用直接叠加的方法得到噪声电压的振幅频谱，但其功率谱可用噪声电压夹道单位电阻上，电阻内损耗的平均功率即为不同频率的振幅频谱平方在得电阻内所损耗的功率的总和来确定。功率在一定频率范围内是均匀分布的，故有时又称热噪声为“白噪声”。但由于设备内部有选频网络，这设备对噪声的传递有一定的选择性。此时的噪声平均功率定义为：P=K(f0)fzK(f)为功率传递函数，其大小随频率变化，如图2.3所示。图2.3功率传递函数随频率的变化Fig.2.3 Change of transfer functionsof power with the frequencyf0为设备允许通过信号的中心

23、频率，fN为等效噪声带宽，它不同于信号带宽f0.70。等效噪声带宽的几何意义可以从以上公式及图3中得知，它表示K(f)曲线所围面积（斜剖线所围面积）与宽为fN长为K(f0)相乘的矩形面积（虚线所围面积）相等。然而其物理意义由此可表征为设备内部所产生的非均匀噪声可等效为“白噪声”通过带宽为fN的理想（即内部不产生噪声）所属出的均匀噪声。由于功率正比于电压平方，fN又可写为：fN=A0为f=f0时的电压传递函数。对于具有LC选频网络的设备，其f0的计算公式为：fN= (2.1)下面具体算法如下：通过积分换元法，利用（2.1）式，令=t得：fN=f0 =f0 （2.2）再令t =,利用（2.2）式，

24、得fN=-f0 =f0 （2.3）最后令t=u-,利用（2.3）式，得fN=f0=f0 =f0+f0 2.4）利用被积函数实际函数的性质，可知=0，利用（2.4）式，得fN= f0 =f0 =f0 arctgQt0 =. = f0 （2.5）（2.5）式中2f0.7为信号带宽，从计算结果中可见设备内部噪声带宽是信号带宽的1.57倍。若设备中谐振放大器级数较多时，噪声带宽就会随之下降，与信号带宽在数值上相近。2.1.3晶体管混合型噪声模型晶体管混合型噪声模型如图2.4所示.图2.4晶体管混合型噪声模型Fig.2.4 Noise model of the mixed type transistor

25、由于CbeCbc，gm rbe，rbefn,上式中的第三项可略去.并且Zbe1/Ybe=0reIC=0IB,gm=1/re上式可写成=4KTfn(RS +rbb)+2qIBfn(RS +rbb)2+2qIBfn02 (2.6)2.1.4 最佳源电阻即匹配条件和最小噪声系数放大器的噪声系数Fn可定义为Fn=2ni/2ns (2.7)由(2.6)式和(2.7)式可推导出Fn=1+ (2.8)由式(2.8)可知,放大器的噪声系数Fn是Rs的函数。 Rs有一个最佳值Rs0使放大器的噪声系数Fn为最小。Rs0是对噪声而言的最佳信号源电阻。当IRs0。这说明要同时实现噪声匹配和功率匹配实际上很难办到,低噪

26、声前置级应侧重噪声匹配,而通过提高整个系统的增益来补偿功率匹配的损失。由于低噪声放大器的输入信号很微弱,放大器前几级的动态范围不是突出问题.当前后级都采用共射极电路时,若使后级集电极电流Ic2比前级集电极电流Ic1大两倍左右，就能实现级间低噪声匹配(在低图2低噪声偏置电路频段,取Ic2Ic1).但随着级数后移,应侧重功率匹配。2.1.5 低噪声偏置电路n级放大器总噪声系数Fn为Fn=Fn1+ + + + 由上式可见,多级放大器总的噪声系数主要取决于前面一二级,而和后面各级的噪声系数几乎无关。Fn1小,则总的噪声系数小；GPH1大,则后级的噪声系数在总的噪声系数中所引的作用减小。因此,在多级放大

27、器中,最关键的是第一级,不仅要求它的噪声系数低,而且要求它的额定功率增益尽可能高.在频率不是很高的情况下,由于共射极电路功率增益大,可以提高系统抑制噪声能力,所以输入级一般接成共射极电路形式,且采用低噪声偏置电路,如图2.5所示：图2.5低噪声偏置电路Fig.2.5 Low noise biasing circuit如满足(RB1RB2) ，则偏置电阻噪声源被CB旁路。同理,直流负反馈电阻RE上的噪声被CE旁路。图2电路中,偏置电路附加了一个基极电阻RD，它可能产生新的噪声。但因流经RD的基极电流很小，其噪声可以忽略。如果RD取值RD 20RE,则RD所产生的热噪声也可忽略。RD的取值范围应在

28、几十万欧至几兆欧范围内.2.2 放大电路的噪声分析2.2.1 放大电路的噪声模型任何二端网络都有通用的噪声模型。 把网络看成是无噪声的方框,其内噪声源用两个位于一端而且通常是在输入端的噪声发生器来表示。放大器的噪声模型如图2.6 所示。放大器的噪声可以用与输入端串联的阻抗为零的电压发生器En 和与输入端并联的阻抗无穷大的电流发生器In 及一个复杂的相关系数C 完全表示。信号源的热噪声用噪声发生器Et表示。这样，把全部噪声都看成是输入端的，认为放大器与噪声无关，就便于讨论系统的信号和噪声。图2.6放大器噪声模型Fig.2.6 Noise models of amplifier将上述的En2In

29、模型进一步简化,用等效输入噪声Eni代表所有的噪声源,则等效输入噪声的表达式为E2n i = E2t+ E2n + I2n R2s, （2.10）引入相关系数C , (2.10) 式变成E2n i = E2t+ E2n + I2n R2s+ 2 CEn In Rs . （2.11）2.2.2差分放大器的噪声模型差分放大器的噪声模型如图2.7 所示。差分放大器用噪声发生器En1 、En2 、In1和In2表示。图2.7差分放大器噪声模型Fig.2.7 Noise models of difference amplifier2.2.3差分放大器的等效输入噪声1. 信号源一端接地.信号源一端接地时，

30、其串联噪声电阻为Rs1，差分放大器的反相输入端经Rs2接地。等效输入噪声是这个差分对的两半部分的等效噪声之和E2n i = E2ns1 + E2ns2 + E2n1 + E2n2 + I2n1 R2s1 +I2n2 R2s2 . (2.12)2. 信号源浮地.信号源浮地时，噪声电压En1和En2相加,总噪声电压为EnTE2n T = E2n1 + E2n2 2 E2n1 . (2.13)In1 和In2 的噪声电流贡献各分一半(因为各自只看到源电阻的一半)，总噪声电流InT 为I2nT = 2 + () 2 (2.14)由(2.13) 和(2.14) 式得到等效输入噪声En i为E2ni =

31、E2ns + E2n1 + E2n2 + () 2 + () 2 (2.15)如果放大器的噪声机构是相同的,用浮地源时, Eni 简化为E2n i E2ns + 2 E2n1 + (2.16)由式(2.13) 、(2.15) 和式(2.16) 可以看出，用浮地源时的噪声电流InT比信号源一端接地时的噪声电流小，因此用浮地源时的等效输入噪声比信号源一端接地时小。2.2.4 差分放大器的噪声源对于图2.8所示差分基本电路,根据迈因德尔的增益表达方法，差动增益Kdd是差动输出信号VC2 - VC1对差动输入信号VS2 - VS1之比Kdd =, Rs RB. (2.17)图2.8差分基本电路Fig.

32、2.8 Difference fundamental circuit假定两个晶体管的参数相同,每个通道的电路元件值相等： RC1 = RC2 = RC ，RE1 = RE2 = RE ，RS1 =RS2 = RS . 噪声增益与RL无关，则(2.17)式简化为Kbb= (2.18)共模电压增益KCC 定义为共模输出信号VC2 + VC1对共模输入信号Vs2 + Vs1 之比,当REE很大时，得到简化式KCC =. (2.19)值得注意的是共模输入信号产生差动输出信号的增益Kdc。 这个增益与电路的平衡情况十分有关Kdc = (2.20)式中VS1 = VS2 = VS， RL1 = RC1 R

33、L， RL2 = RC2 RL .如果两个通道的参数完全一样,则Kdc = 0采用恒流源时(图2.9) , T3 射极输入时产生差模输出的增益KdE (2.21)图2.9采用恒流源的基本差分电路Fig.2.9 Difference fundamental circuit that use constant-source上述增益表达式表示对输入信号的增益，也适用于与公共射极电阻REE串联的共模电压，也部分地适用于电源电压VCC的噪声。2.3 放大器输入电路的噪声分析放大器在放大微弱信号时,要求噪声越小越好。如何减小放大器的噪声,这是一个比较复杂的问题。本文就放大器输入电路的噪声进行一定的分析,从

34、而指出减小这种噪声的有效途径和给出选择小噪声放大器的有效依据。设放大器输入阻抗如图2.10所示。图中为输入电阻，为输入电容(并含分布等电容)，()为输入电导1/上的热噪声随机起伏电流源。图2.10放大器输入阻抗Fig.2.10 Input impedance of amplifier 该网络对应的朗芝万()微分方程式则是+()=() （2.22）式中,()为电容上的电压。在时间区间0内代如下相应傅氏级数入式(2.22) （2.23） 其中,角频率n=2n/,(=0,1,2,)。得C+=即 n (jnRC + 1)= nR由此得= (2.24)根据维纳辛钦(-)定理,()的谱强度和()的谱强度分

35、别为SH(f)= (2.25)式中f为频率；n*, n*分别为nn的复共轭值。而=考虑到H(t)是一个白噪声源,SH(f)=Sn(0),因此得SUC(f)= (2.26)为了求出(0),计算()的均方值= (2.27)根据能量均分定理= 即 = (2.28)式中为玻尔兹曼常数,为绝对温度。由式(6)和式(7)得SH(0)= (2.29)于是,U(t)的谱强度即输入电导上的噪声电压谱强度SUg(f)为SUg()= (2.30)式(2.30)表明,电容越大,输入电路噪声则越小。但该电容过大却会增大信号的分流等不良作用。因此,宜适当减小电路的输入电容。式(2.30)还表明,工作频率越高,输入电路的噪

36、声就越小,反之,噪声就越大。这种类型的噪声类似放大管的闪烁噪声。可见,要减小放大器的这类噪声,就不能只着眼于管子的闪烁噪声。式(2.30)还指出放大器的温度越低,其噪声亦越小。因此,放大器宜在较低温度下工作。该式还指出,放大器的输入电阻为0或时,输入电路噪声均为0,噪声随电阻的变化是否存在噪声极大值,其推导如下。先依据式(2.30)将频率变换为角频率,再对电阻求导并令其为0,即=0即=0得R = (2.31)将式(2.31)代入式(2.30)得最大谱强度Sugm(f)= (2.32)式(2.31)和式(2.32)表明,输入电路的噪声随电阻的变化的确存在噪声极大值。其变化关系如图2.11所示。图

37、2.11噪声随R变化关系Fig.2.11 Change of noise with R 这里把对应最大谱强度USm()的输入电阻称为最大噪声输入电阻并记为Rsm。显然在工作频率和输入电容等不变条件下,放大器输入电阻越小于Rsm,其噪声就越小；放大器输入电阻越大于Rsm,其噪声并非越大,相反也越小。因此,放大器输入电阻大小与噪声的这种关系可以作为选择小噪声放大器的有效依据。例如,有2个同类型放大器,它们的输入电阻都小于最大噪声输入电阻Rsm。依据图2.11所示关系,显然应选择输入电阻小的放大器。同理,有2个同类型放大器,它们的输入电阻都大于最大噪声输入电阻Rsm。依据图2所示的关系,显然应选择输

38、入电阻大的放大器。至于不同类型放大器的选择,由于涉及因素比较多,只依据上述关系一般不易准确确定。第三章 放大器的低噪声设计方法实验中放大器的干扰与三极管的噪声是非常普遍的，其频率如果是50 Hz (或100 Hz) ,一般称为50Hz交流噪声，有时是非周期性的,没有一定规律。50 Hz 交流噪声大都来自电源变压器或交流电源线，100 Hz 交流噪声往往是由于整流滤波不良造成的。另外,由电路周围的电磁波干扰信号以及电路中的地线接的不合理引起的干扰电压也是常见的，由于放大器的放大倍数很高(特别是多级放大器) ,只要在它的前级引起一点微弱的干扰,经过几级放大,在输出端就可以产生一个很大的干扰电压3.

39、1低噪声电路研究3.1.1放大器抑制干扰的措施噪声对电子电路所造成不良影响的大小, 视噪声与信号的相对大小而定。通常用信噪比来衡量。改善电路的噪声特性, 应力求提高电路输出的信噪比。提高信噪比可以从两方面入手, 一是提高信号强度, 另一种是降低噪声。在采取有关措施时要注意, 如果所采取措施的结果是使信号和噪声同等的增大或减小, 那么这个措施对提高信噪比是毫无作用的。下面探讨几种减小电路内部噪声影响, 提高信噪比的方法。1.选择合适器件选用低噪声电子器件是降噪的有效办法。对于几种常用的有源器件噪声性能比较如下:(1) 在低频及中频区, 结型场效应管的电流噪声比晶体管的电流噪声小得多。主要是因为场

40、效应管为多数载流子导电, 不存在象晶体管的电流在集电极和基极间分配不均匀所产生的分配噪声, 以及载流子通过发射结势垒产生的散弹噪声, 虽有栅极与导电沟道之间反向电流Ig 产生的散弹噪声, 但非常小。因此, 其低频噪声性能优于晶体管。例如, 音频放大电路前置放大级, 多采用结型场效应管, 原因就在于此。但在高频段, 由于沟道电阻噪声通过栅极与沟道之间寄生电容感应至栅极, 并随频率的升高而增大, 故电流噪声可能变得比晶体三极管还要大。所以从低噪声应用来看, 在中低频区应用, 适宜采用gm 大、Ig 小的结型场效应管, 而在高频区工作时, 则宜采用fT 大、0 大、rbb小的低噪声晶体管。(2) 绝

41、缘栅场效应管由于表面工艺等原因, 低频噪声严重, 电压噪声比结型场效应管大, 一般不宜作低噪声前放。但由于绝缘栅的作用, Ig 很小, 电流噪声比结型场效应管要小, 因此在源电阻很大时可以采用。(3) 晶体二极管有两种工作状态: 一种是工作在正偏状态, 其噪声与三级管相似；另一种是工作在反偏状态下, 工作在反偏状态下的是稳压管。稳压管有齐纳击穿和雪崩击穿, 一般雪崩管的噪声电压远大于齐纳二极管的噪声电压, 所以低噪声放大器中稳压二极管最好选用齐纳稳压管。在中低频电路中, 在稳压管两端并联一个大容量电容, 使噪声分流一部分进入电容, 可进一步减小噪声。(4) 低噪声电路中, 若用到集成电路, 在

42、条件许可的情况下, 尽量选用低噪声集成电路。若受到限制, 可为集成电路设计附加特殊电路以减小集成电路噪声对输出的影响。2.合理选择放大电路和器件的工作状态电子电路中, 可能存在多种噪声源, 这些噪声源一起作用于同一负载时, 其总效果随这些噪声源之间的相互关系而异。我们可以选择或设计合适电路减小这些噪声的相互作用, 从而降低输出噪声。实际证明, 晶体三极管三种组态的放大电路中, 器件噪声差别不大。但不同组态电路对前后级的噪声影响却十分不同, 应根据具体电路要求具体选择。例如共射组态有较大的增益, 适中的输入、输出电阻, 可以减小后级噪声的影响, 共射电路广泛用作低频电压放大的输入级、中间级和输出

43、极。共集组态入大电路有大输入电阻、低输出电阻, 可以减小前级噪声的影响, 共集电路常被用作输入级、输出级或作为隔离用的中间级。共基极电路的显著特点是有很低的输入电阻, 高频工作时噪声较小,适合作为高频放大电路。电子器件处于不同的工作状态噪声也有区别。一般工作在线性较好的区域噪声较小, 工作在线性较差的区域噪声较大, 即在原噪声基础上附加了非线性噪声。基于此, 在条件许可的前提下, 电路中器件最好工作在线性较好的工作状态。3.引入负反馈采用负反馈可以抑制电路内部的噪声, 但同时有用信号也受到了同样的抑制, 信噪比并没有得到提高。并且引入负反馈后还带来了副作用: 其一, 引入负反馈后多出了一个由反

44、馈电阻引入的热噪声；其二, 引入负反馈后可能引起电路自激, 使电路无法正常工作。因此, 除非有特殊要求, 一般不采用引入负反馈抑制噪声的方法。4.合理布线放大器输入回路的导线和输出回路、交流电源的导线要分开,不要平行铺设或捆扎在一起,以免相互感应5.屏蔽小信号的输入线可以采用具有金属丝外套的屏蔽线,外套接地。整个输入级用单独金属盒罩起来,外罩接地，电源变压器的初、次级之间加屏蔽层，电源变压器要远离放大器前级,必要时可以把变压器也用金属盒罩起来,以利隔离。6.滤波为防止电源串入干扰信号,可在交(直) 流电源线的进线处加滤波电路。图3.1干扰和噪声的四种滤波电路Fig.3.1 Four filte

45、r circuit for mush and noise如图3.1 (a) 、( b) 、(c) 所示的无源滤波器可以滤除天电干扰(雷电等引起) 和工业干扰(电机、电磁铁等设备起、制动时引起) 等干扰信号,而不影响50 Hz电源的引入3.1图中电感、电容元件,一般L为几几十mH ,C为几千F1。 图3.1 (d)中的阻容串联电路对电源电压的突变有吸收作用，以免其进入放大器。1R和C的数值可选100和2F左右。共点接地:在各级放大电路中,如果接地点安排不当，也会造成严重的干扰。例如,在图3.2 中,同一台电子设备的放大器,由前置放图3.2不同接地点对干扰和噪声的影响 Fig.3.2 Influe

46、nce of mush and noise for different earth point大级和功率放大级组成。 当接地点如图中实线所示时,功率级的输出电流是比较大的,此电流通过导线产生的压降与电源电压一起,作用于前置级,引起扰动,甚至产生振荡。 还因负载电流流回电源时,造成机壳(地) 与电源负极之间电压波动,而前置放大级的输入端接到这个不稳定的“地”上,会引起更为严重的干扰。 如将接地点改成图中虚线所示,则可克服上述弊端直流电源应采用高精度直流稳压电源供电3.1.2差分放大器的低噪声运用差分放大器具有放大差模信号、抑制共模干扰信号和零点漂移的功能,在信号检测、自动控制电路中应用广泛. 在

47、实际应用中,差分放大通常处在系统的输入级,因此尤其要注意差分放大电路本身的噪声,否则将直接影响整个系统的信噪比及其他相关技术指标.由前面对差分放大器的噪声分析,可以采取以下措施,尽可能减小差分放大器的噪声 1 保证两个通道参数的对称性. 由前述对差分放大器的噪声源讨论可以看出,两个通道参数的对称性是至关重要的. 在挑选元件时,要认真考虑,尽可能保证两个通道参数的对称性. 元件的对称性比较容易保证,用数字万用表测试电阻的实际阻值,在系列标称值电阻中挑选、配对时,阻值差异控制在1 %以内,即可满足一般电路的使用要求. 差分对管配对时,可用晶体管特性图示仪测试差分对管的输出特性(双簇显示) 和输入特

48、性,挑选两个特性都比较一致的管子(值相差1%) ,即可获得满意的对称性.2 减小电阻的噪声贡献. 电阻产生的热噪声是一个重要的噪声源. 因此,差分放大器的所有电阻都采用低噪声电阻,调零电位器也应采用线绕多圈电位器,以减小电阻的噪声贡献. 另外,在恒流管偏置电阻上并联一只1F 的电容,也能明显降低偏置电阻的噪声贡献.3 采用恒流源馈电. 由前式可以看出, Kdc与REE很有关系. 采用恒流源后共模输入产生的差模输出增益降低了很多,共模抑制得到了明显提高。在实际应用中,采用镜像恒流源效果好。4 采用浮地输入方式,降低等效输入噪声. 由前述对差分放大器的等效输入噪声的讨论看出,采用浮地源接法时,噪声

49、电流比信号源一端接地的噪声电流小. 实际应用中可采用不平衡平衡转换电路构成浮地接法,或者采用两级差分,第一级单入双出,第二级双入. 表3.1 为该电路的共模输入的实验数据. 由表3.1 看出,浮地输入时,共模抑制比提高了很多.表3.1 不同接地源的试验数据Table3.1 Test data for different grounded power supply(5) 采用场效应管作第一级差分放大,进一步降低零漂和噪声. 场效应管作差分电路,零漂和噪声都比晶体管小,适合于作功放的第一级差分级.第四章 结束语综合以上几章分析, 电子电路内部噪声主要为元器件噪声。这些元器件噪声在不同电路和工作状态

50、下相互作用产生的电路噪声各不同。针对以上噪声, 采取了选择低噪声器件、选择合适电路和工作状态等措施来抑制噪声、提高信噪比。当然实际信噪比除了与噪声有关, 还包括外来干扰信号, 有关干扰信号的抑制, 在抑制外来干扰噪声方面则主要采用了合理选择放大电路和器件的工作状态、合理布线、滤波等措施。本文构建了普通电路及放大器电路的噪声模型,计算了其等效输入噪声. 同时,构建了不同接地方式下的差分放大器的噪声模型,分析了其噪声来源,并计算出其等效输入噪声. 通过对比,证明了在普通放大器中引用差分放大器对于降低噪声具有明显的效果. 最后,研究了在放大器中应用差分放大器的注意事项.参考文献1 卢淦. 高频电子电

51、路. 北京: 中国铁道出版社, 19862 康华光 模拟电子技术M1 北京:高等教育出版社,19993 谢沅清. 现代电子电路与技术. 北京: 中央电大出版社, 19964 谈文心.高频电子线路M. 西安:西安交通大学, 1994.5 张肃文.高频电子线路M. 北京:高等教育出版社,1993.6 童诗白 模拟电子技术基础M1 北京:高等教育出版社,19887 Bennett A R. Electrical M . New York :McGraw2Hill ,1960. 42.8 美A范德齐尔编、裘小松译 噪声的来源特性和测量 人民邮电出版社9 谈文心.高频电子线路M. 西安:西安交通大学,

52、1994.10 王竹溪.统计物理学导论M.北京:高等教育出版社,1956.155-160.致谢本文是在导师XXX老师的悉心指导和关怀下完成的。吴老师严谨的治学态度和强烈的创新精神，对科学一往无前的热情追求是学生未来人生路上的楷模。吴老师高尚的师德和对学生的关怀时时令学生感慨万千。至此论文完成之际，特向吴老师表示最衷心的感谢和崇高的敬意。同时也感谢XXX同学的全力合作。对于曾经帮助过我的老师们、同学们、朋友们，我在此也表示衷心的感谢！ 作者： 2005年6月于XXXX大学文献翻译：Reduced Termination Loss by Active Synthesis of Output Imp

53、edanceIn high-speed transmission-line applications, it is important to match the output impedance of a line driver to the line. While this is achieved usually with a resistor, an active impedance synthesis has advantages. This application note describes how to use positive feedback around an op amp

54、to create the desired output impedance. Equations and circuit examples are given for low-noise audio, and video op amps driving 50- to 600-ohm loads.The Need for TerminationThe output impedance of a circuit is important in transmission line-driving applications. The transmission line impedance, whic

55、h is determined by the physical geometry of the conductors and insulation, must be matched at both the send and receive ends in order to minimize degrading signal reflections. When the characteristic impedance is not correctly matched at the drive and the receiver ends, not all of the signal energy

56、is delivered to the load. Some energy is reflected back and will distort (or sometimes, almost cancel) the forward signal to the load.RF engineers require accurate 50 terminations for their coaxial cables, video transmission engineers require accurate 75 terminations for their cables, and broadcast engineers require accurate 600 terminations for their audio circuits. Other standard termination values are 110, 120 and 500. The termination requir