5V5A通信电源设计

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1、5V5A通信电源设计、引言通信电源是通信行业的动力，在电信网络中发挥着不可替代的作用，具有无可比 拟的重要基础地位。通信电源又是通信设备系统的心脏，即使是瞬间的中断也是 不允许的，因为通信电源系统发生直流供电中断故障是灾难性的，往往会造成整 个通信局（站）和通信网络的全部中断和瘫痪。通信电源是电信网络中不可缺少 的重要组成部分，是一个完整、规模日趋庞大和复杂的交换、传输、数据、信息、 业务、智能等通信网的基石和后台保障，因此通信电源直接关系到整个网络的稳 定、可靠和畅通，而开关电源因效率高、体积小、重量轻等优点被大量运用在通 信设备供电中。二、课题研究的目的和意义1、开关电源占据通信电源的主导

2、地位通信直流稳压电源按照其实现直流稳压方法的不同，可分为：线性电源、相控电 源和开关电源三种。1.1线性电源是通过串联调整管来连续控制，其功率调整管总是工作在放大区。 由于调整管上功率损耗很大，造成电源效率较低，只有2040%,发热损耗严重, 安装有体积很大的散热器，因而功率体积系数只有2030W/dm3。因此线性电 源主要用于小功率、对稳压精度要求很高的场合，如通信设备内部电路的辅助电 源等。1.2相控电源是将市电直接经整流滤波后提供直流，通过改变晶闸管的导通相 位来控制直流电压。由于相控电源的工作频率低，工频变压器的体积和噪声大， 造成对电网干扰和负载变化的响应慢，设备笨重，且危害维护人员

3、的身体健康。 另外，其功率因数较低，只有0.60.7,严重污染电力电网，效率较低，只有60 80%，造成能源的极大浪费。因此传统的相控电源已逐渐被淘汰。1.3开关电源的功率调整管工作在开关状态，主要的优点在高频上。其工作频 率高，大都在40kHz以上，无烦人的噪声。体积小，重量轻，适用于分散供电， 可与通信设备放在同一机房。效率高，大于90%,在当前能源比较紧张的情况下， 能够在节能上做出很大的贡献。功率因数高，大于0.92,当采用有效的功率因数 校正电路时，功率因数可接近于1，且对公共电网基本上无污染。模块化的设计， 可实行N+1配置，可靠性高。维护方便，可在运行中更换模块，而不影响系统 供

4、电，扩容方便、分段投资，可在初建时，预留终期模块的机架，随时扩容。调 试方便，内设模拟测试电路，无需另配假负载。具有监控功能，并配有标准通信 接口，可实现集中监控，无人值守。2、开关电源的关键技术开关电源中具有技术突破主要有体现在以下四个方面：2.1均流技术大功率电源系统需要用若干台开关电源并联，以满足负载功率的要求，另外通信 电源必须通过并联技术来实现模块备份，以提高电源系统的可靠性。因此并联技 术在供电系统中必不可少，而并联运行的整流模块间需要米用均流措施，它是实 现大功率电源系统的关键，用以保证模块间电流应力和热应力的均匀分配，防止 一台或多台模块运行在限流或满载状态，同时延长电源系统的

5、寿命和平均无故障 时间。2.2软开关技术DC-DC变换器是开关电源的主要组成部分，因此功率变换技术一直受到全世界 电力电子学科和行业研究的关注。而如何降低开关损耗，提高开关电源的频率和 开关电源的系统效率，代表了开关电源的发展趋势。在经过了硬开关PWM （或 PFM）技术和硬开关加吸收网络技术后，软开关技术得到了广泛应用。这样能够 极大地降低开关损耗，减小功率器件电和热应力，改善器件工作环境，降低电磁 干扰，提高功率密度等，为开关电源实现高效、节能、体积小、重量轻和高可靠 性的要求做出了贡献。软开关技术有：谐振技术、准谐振技术、PWM和准谐振 相结合的技术。2.3功率因数校正技术 功率因数校正

6、技术有：采用三相三线制整流，即无中线整流方式，可使谐波含量 大大降低，功率因数可达0.86以上；采用无源功率因数校正技术，即在三相三 线整流方式下加入一定的电感，可使功率因数达0.93以上，谐波含量降到10% 以下；采用有源功率因数校正技术，即在输入整流部分加入一级功率处理电路， 使无功功率几乎为0,功率因数可达0.99以上，谐波含量降到5%以下。2.4智能化监控技术开关电源大量应用控制技术、计算机技术，进行各种异常保护、信号检测、电池 自动管理等，实时监视通信电源设备运行状态，记录和处理有关数据，及时发现 故障，以先进的、集中的、自动化的维护管理方式来管理通信电源设备，从而提 高供电系统的可

7、靠性。智能化监控技术的应用，使得维护人员面对的不再是复杂 的器件和电路，而是一个人机表达和交流的信息，大大改进了维护管理方式。3、开关电源的发展开关电源在发展，今后仍要不断提高开关电源和供电系统的高新技术含量，以支 撑高速发展的现代化通信网络的建设和运行维护管理为主导方向，以高可靠性、 高稳定性和可维护性为最终目的。具体有以下几个方面：3.1小型化随着通信设备日益集成化、小型化和分散化的发展，以及势在必行的分散供电的 广泛应用，要求开关电源也相应小型化，而开关电源工作频率高频化和控制电路 集成化，使开关电源的小型化成为可能。特别是随着小型化开关电源的市场迅速 扩大，如接入网、数据产品、移动基站

8、、无线市话等，一些小功率模块插件形式 的开关电源将应运而生，大有蓬勃发展之势。如中兴通讯的ZXDU45嵌入式电 源，在结构上采用标准的19英寸插框设计，高度为4U，功能齐全，使用起来极 为安全方便。3.2高智能化随着开关电源在通信领域多方面的广泛使用，而维护人员又不是专业电源维护人 员，只有借助其智能化，对电源设备的运行状态自动检测，对电源故障及时发现、 诊断和处理。这就要求智能化在原有监控功能的基础上，增加诊断功能，即故障 诊断专家系统，以指导维护人员处理问题，加快故障诊断和检修过程。3.3电池管理电池在通信电源系统中的重要性，要求开关电源应具备完善的电池管理功能，充 分考虑到电池对管理的需

9、求，全方位地管理电池。也就是说，我们不能满足于对 电池的均/浮充、温度补偿、电池保护等方面的管理，还要在电池的充/放电曲线、 容量测试、容量恢复等方面进行高层次的管理。公务员之家3.4多功能性开关电源的设计应有更大的灵活性、自由度，功能强大，以满足不同设备、不同 用户、不同环境对供电的要求。而实现某一功能是通过安装电路板(或功能块) 来完成，这类似于计算机的硬件扩充(如需要上网，只要安装网卡即可完成)。 这样用户可根据实际情况合理控制建设资金，开关电源运营商可根据要求制定合 理的竞争价格，最终达到用户和开关电源运营商双赢的目标。三、开关电源的组成及原理1、高频开关电源由以下几个部分组成:11主

10、电路从交流电网输入、直流输出的全过程，包括：(1) 、输入滤波器：其作用是将电网存在的杂波过滤，同时也阻碍本机产生的 杂波反馈到公共电网。(2) 、整流与滤波：将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电，以供下一级 变换。(3) 、逆变：将整流后的直流电变为高频交流电，这是高频开关电源的核心部 分，频率越高，体积、重量与输出功率之比越小。(4) 、输出整流与滤波：根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。1.2控制电路一方面从输出端取样，经与设定标准进行比较，然后去控制逆变器，改变其频 率或脉宽，达到输出稳定，另一方面，根据测试电路提供的数据，经保护电路鉴 别，提供控制电路对整机进行各种保护措施。1.

11、3检测电路除了提供保护电路中正在运行中各种参数外，还提供各种显示仪表数据。1.4辅助电源提供所有单一电路的不同要求电源。2、开关控制稳压原理开关K以一定的时间间隔重复地接通和断开，在开关K接通时，输入电源E通 过开关K和滤波电路提供给负载RL，在整个开关接通期间，电源E向负载提供 能量；当开关K断开时，输入电源E便中断了能量的提供。可见，输入电源向 负载提供能量是断续的，为使负载能得到连续的能量提供，开关稳压电源必须要 有一套储能装置，在开关接通时将一部份能量储存起来，在开关断开时，向负载 释放。图中，由电感L、电容C2和二极管D组成的电路，就具有这种功能。电 感L用以储存能量，在开关断开时，

12、储存在电感L中的能量通过二极管D释放 给负载，使负载得到连续而稳定的能量，因二极管D使负载电流连续不断，所 以称为续流二极管。在AB间的电压平均值EAB可用下式表示：EAB=TON/T*E式中TON为开关每次接通的时间，T为开关通断的工作周期（即开关接通时间 TON和关断时间TOFF之和）。由式可知，改变开关接通时间和工作周期的比例，AB间电压的平均值也随之 改变，因此，随着负载及输入电源电压的变化自动调整TON和T的比例便能使 输出电压V0维持不变。改变接通时间TON和工作周期比例亦即改变脉冲的占 空比，这种方法称为“时间比率控制”（Time Ratio Control,缩写为TRC）。按T

13、RC控制原理，有三种方式：（1）、脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation,缩写为 PWM） 开关周期恒定，通过改变脉冲宽度来改变占空比的方式。（2）、脉冲频率调制（Pulse Frequency Modulation,缩写为 PFM） 导通脉冲宽度恒定，通过改变开关工作频率来改变占空比的方式。（3）、混合调制导通脉冲宽度和开关工作频率均不固定，彼此都能改变的方式，它是以上二种方 式的混合。四、开关电源的环路设计1基本理论开关电源的输出电压Vo是由一个控制电压Vc来控制的，即由Vc与锯齿波 信号比较，产生PWM波形。根据锯齿波产生的方式不同，开关电源的控制方式 可分为电压型控

14、制和电流型控制。电压型的锯齿波是由芯片内部产生的，如 LM5025,电流型的锯齿波是输出电感的电流转化成电压波形得到的，如UC3843。 对于反激电路，变压器原边绕组的电流就是产生锯齿波的依据。输出电压Vo与控制电压Vc的比值称为未补偿的开环传递函数Tu， Tu=Vo/Vc。一般按频率的变化来反映Tu的变化，即Bode图。电压型控制的电源其Tu是双极点，以非隔离的BUCK为例，形式为：1 L 2“1 + sF s LCR电流型控制的电源其Tu是单极点，以非隔离的BUCK为例，形式为:1 + s-RC各种电路的未补偿的开环传递函数Tu可以从资料中找到。本讲座的目的是 提供一种直观的环路设计手段。

15、2计算机仿真开关电源未补偿的开环传递函数Tu2.1开关平均模型开关电源的各个量经平均处理后，去掉高频开关分量，得到低频（包括直流） 的分量。开关电源的建模、静态工作点、反馈设计、动态分析等都是基于平均模 型基础之上的。若要得到实际的工作波形，应按实际电路进行时域仿真（Time Transient Analysis）。将开关电路中的开关器件经平均化处理后，就得到开关平均模型，用开关平 均模型可以搭建各种电路。以下是几个开关电源的平均模型仿真例子，从电路波形中看不到开关量，只 是平均量，比如电感中流过的电流是实际电感中的电流平均值，电容两端的电压 是实际电容两端电压的平均值等等。2.1.1 CCM

16、 BUCK （连续模式 BUCK）F：uU.66先直流扫描Vc,得到所需的输出电压，即得到了电路的静态工作点。然后交流 扫描，得到Tu的Bode图。Tu为双极点。此处Vc等同于占空比d。2.1.2 DCM BUCK （断续模式 BUCK）L1IJ1CCM-DCML110uH.r-uun-1DuH.r-uun-.-15.5-yc： -rCo半33Uu33UuF：u1DU-01XAcD.232cPARAMETERS:L= 1UUfs = 300k按以上方法得到Tu,在DCM下，Tu变成单极点函数。模型CCM-DCM即可用 于连续模式，也可用于断续模式。此处Vc仍等同于占空比d。2.1.3 CCM

17、BOOST （连续模式 BOOST）可以用模型搭建各种电路，如连续模式BOOST。F：51uL1j_L厂L22u0uHI：lIJ1 CCMCIO 150uF：L100此处采用CCM-DCM模型可能仿真不收敛，为使仿真更好地收敛，建议什么电 路模式采用对应模型。此处Vc也等同于占空比do2.1.4 Flybackn是变压器变比，原边比副边；L是变压器原边电感量。此处V6等同于d。2.2受反馈电压控制的仿真实际电路中，占空比d的产生主要有两种方法：电压控制和电流控制。仿真 时，电压控制中d的产生方式如下：7.4Vc是反馈回路的输出电压，GAIN的放大倍数等于锯齿波幅值的倒数，若锯齿 波幅值为Vm,

18、贝U GAIN=1/Vm。电流型控制中d的产生方式如下：2 P同上，Vc是反馈回路的输出电压；IL是用于产生锯齿波的电流信号，例如在 BUCK电路中是输出电感电流，在Flyback中是变压器原边电流；VI是使电流 上升的电压，V2是使电流下降时的电压；占空比d及d2是输出变量。至此，我们可以得到控制电压Vc到输出电压Vo的传递函数Tu。下面是几个仿 真Tu的例子。2.2.1电压型控制的CCM BUCKRo0.66上述几个例子中加入GAIN就变成电压型控制的仿真电路了。2.2.2电流型控制的CCM BUCKIL电流互感器将输出电感的电流信号变成电压信号IL,产生锯齿波，模型CPM将 控制电压Vc

19、与锯齿波比较产生占空比d的PWM波。MOS开通时，L1中的电 流上升，使其电流上升的电压V1是Vg-Vo； Mos关断时，Vo加在L1上，使其 电流下降的低电压V2=Vo。参数Rs是检流电阻，mva是斜坡补偿的斜率，单位 是V/S，L是输出电感，fs是开关频率。2.2.3带变压器隔离的电流型BUCK电路MODESET= 54.06由于电路带变压器，所以平均开关模型也要用带变压器的模型CCM-T （带变压 器的电流连续模式的模型）。参数Rs是原边检流电阻，n是变压器变比（原边: 副边），mva是斜坡补偿的斜率，单位是V/S。3补偿网络设计3.1基本理论常用的开关电压电源未补偿的开环传递函数Tu可

20、分为单极点和双极点两 种，对于单极点一般采用PI（比例积分）补偿，双极点一般采用PID（比例积分 微分）补偿。也可以大致理解为电流型控制的采用PI补偿，电压型控制的采用 PID补偿。PI补偿可以用如下电路实现:WL=1/(R2C2) Wp=l/(R2C1) Gc=R2/Rl (C2C1)Gc是比例因子；零点WL引入积分，当频率小于WL,增益增加，直流增益提 咼,意味着稳压精度提咼；极点Wp使咼频的干扰信号迅速衰减。需要注意的是 上面的等式是在C2C1的假设下得到的，实际选择反馈参数时要注意满足这个 条件。PID补偿可以采用如下方式:若 R1R3, C2C1，有:R1WL:= 1R2C2i- r

21、 Xj .R1C3Wpl :R2C1Wp2 :R3C3为在fc点获得0的超前补偿，有:fz:=fc -沁 5嗨Q 1 + sin(sida)fpl := fc 1 +沁5阴J 1 - sin(sida)G1 := Geo-fL使低频增益加大，提高稳压精度；fz引入相位超前补偿，增加相位裕度; fp1、fp2使高频干扰衰减。注意满足：R1R3，C2C1。3.2补偿网络设计实例画出Tu的Bode图之后，就可以设计补偿网络了。下面对几个实际电路进 行分析。3.2.1非隔离的电压型BUCK (TPS40007)输入5.5V，输出3.3V/5A,开关频率fs=300kHz。按照TPS40007的内部结

22、构，锯齿波的幅值是Vm=0.9V,所以控制电压Vc到占空比D的传递函数 Gain=l/Vm。补偿网络的设计步骤如下：/psimu/ZXTJ/TJ6700/small signal 3V第一步：去掉补偿网络，对控制电压Vc （即补偿网络的输出）进行直流扫描， 找到使Vo=3.3V时的Vc值，将Vc的直流分量设为次值，即设置了电路的静态 工作点。第二步：对Vc进行交流扫描，得到未补偿的Vc到Vo的传递函数Tu。Tu的直 流增益为15.7dB，交越频率为10.5kHz。第三步：设计补偿网络参数。由于是电压型控制，所以采用PID补偿。设补偿 后的交越频率fc=20kHz，在fc处得到60。的相位补偿；

23、而Tu在fc处的增益是 dbGc=-12.38；设置极点fp2=180kHz以抑制高频干扰；R1=36K。按上述参数得 到补偿网络的反馈参数：R2=40K （取39k） , C2=7.4nF （取4.7nF） ,C1=53pF （取 47pF） ,R3=1k, C3=820pF （取 1nF）。仿真结果：fc=24.7kHz,相位裕度（pm=43下面是实测的环路BODE图。osc：SWF：1.她01城谄醐如工 J 缈來快咸 DC 0.00 V iNTEGi1 cycleHMNTOPi00steps/sweep CPRSN：OFF SLSWP：ON L：OHI/CH2 EQL：OFF SUEEP

24、54.954e74kHz H?R 3JI逆立_D1 -n D1N4H8U6 HP521-0R10 1m eqF：1 1C56ik12hpVAII-C2.0VC：匚:2.5VdiyT TLS-ILVC匚: ?_y 1 JijdcUiL 1R 15IJ-o在上述仿真电路中，电感Lf很大，对直流信号相当于短路，所以不会影响整个 环路的静态工作点，Lf对交流信号来说相当于开路，所以仿真出的T是开环传 递函数；Cf也很大，对激励源Vsti来说相当于短路，从而引入激励信号，Cf对 直流信号相当于开路，Vsti的任何直流分量不会影响环路的静态工作点。从仿真结果可以看出，交越频率fc处的相位裕度(pm=66,

25、且频率低于fc 的最低相位裕度也有36。，所以系统是稳定的。下面是实测的开环Bode图。HMNC； I OSO： 1.0000000000MHz 250mVpeak DC 0. 00 V INTEG:1eye IeSWP： 100steps/sweep CPRSNtOFF SLSWPtON ANAL：CH1/CH2 EQL：OFF串f:229S577kHs 串氏:1 * 2S4 dB申8: +7762 deg3.2.3带前馈的电压型隔离BUCK (LM5025)输入48V,输出3.3V/40A, LM5025控制器，开关频率fs=280kHz,下图是实际 电路参数，可以看出测试结果与仿真结果很

26、相似，表示所建的仿真模型准确度是 可以信赖的！MODESET= 3.38RuVA1u48vtk：L1Co芈90UUF：15F：LU.084F.凸.R.凸加 ETER&I = 6is = 280kR = 100kC = 470pU8 /FPMF：51kU7TLP521=C84.7n:fIX-.F：71 megoF：421.5kN ODES ET= 1.9V-A-11F：2C210k3.3ngIDOpR356kF：1D1 megLM5025-2osc：SUF；L O0st eps/sweep、l&SmVfloeSik DC 0.CPR5N；0FF SL3blP：ONSO V INTEG： 1 cy

27、cle MMNC ： ANALiOll/CH2 &2L：OFF SWEEP卜面对此电路按上面的方法重新设计补偿网络。首先，将补偿网络移出，画出从光藕输入到Vo的未补偿传递函数Tu。C8、C9、 C6、R12不要，R6及Vr1是芯片内部参数，需保留。F：u-L1J_mm 2MUDESET= 3.38-0-948词匚1uU3CCW-TU2D.6uHF：L0.084-0FAFMETERS:I = 6fs = 280kF： = IDuk+1C = 47Dp7U8 -.FPMF：51k.6 F：6 LiU7TLP521R71m_u-从仿真结果可以看出，Tu的直流增益很小，只有-0.44dB。原因是光藕的

28、电阻R5 接到了输出Vo,从而降低了 Vo对Vc的增益。若将R5接到一个固定电平VCC 上，则整个增益增加了，Tu的直流增益增加到25.6dB !以此为基础进行补偿网 络设计。由于是电压型控制，所以采用PID补偿。由于本电源的开关频率很高, 达fs=280kHz,若没有光藕隔离限制，补偿后的交越频率可取fc=0.2*fs=56kHz, 但由于光藕的带宽只有10kHz左右，且光藕引入的相位滞后在5kHz以后急剧增 加，所以为了得到尽可能大的带宽，首先应对光藕进行适当补偿以拓展其带宽。此处在光藕的输出加入RC零点。设补偿后的交越频率为fc=20kHz，Tu在fc处 的增益dbGc=-8.67dB，

29、希望在fc处得到60的相位补偿，设置极点fp2=180kHz 以抑制高频干扰，R1=100k/56k=35.9k，计算得到补偿网络如下：U3 CCW-TIO-0P 負 F；負 METERS:nRCes丄6 R5h匚:斗1u?1,25MdcU8 yFPMF：161kU7TLP521R71mo vw-4.MODES ET= 3.38LILi.tiuHCo芈 90UUF：15三0541R2-_ofj补偿后带宽20kHz，相位裕度30。仿真得到的相位裕度往往小于预期的值，这 是由于补偿网络的运放及未完全补偿的光藕造成的。3.2.4 准谐振 Flyback (UCC28600)220Vac输入、28V/

30、2.3A输出，光藕+TL431反馈。RipIJ1K1LI2.8uHfsd半C2330 u半C2a33Du匚1-2iI4-r Cl.7MODE3ET= 27.610UuF：-112.2co2ru QFARMETERE:n = 3.85L = 340uF：s = 0.22eff = D .9Ctut = 7UpV4o.4.y.：=OL-R620kNODESET= 5.91U3 TLP防F：9ImegUCC28600先把补偿网络去掉，计算未补偿的Vc到Vo的传递函数Tu,由于光藕直接接到 输出，所以Tu的直流增益很低。IJ1IO-1n z=l3lLMJc-pL234lluHdo lpc 气-4宁C2

31、330uL12.8u H半C2a33UU丄亠-|C1i21DDu R1NODESET= 27.6PARAMETERS:n = 3.85L = MiuRs =0.22eft =0.9Ffcs2k.lesk7l50uAicNODESET= 2.779F：620kF：75.1k1 C5*II1kFO 15JS7o讥一|F：13 510C4R1051kF：91rrg1F面是实测的环路BODE图，可见仿真结果与实测符合得很好。U4TL4：31ULPC31H-1uun-IR115.1k35、DC 0,CPRSN：OFF SLSUJP：ON00 V INTG：ANAL：QH1/QH2+.353 dBSAIN

32、tdB3cyeIb HMNQ:EQL：:SWEEP* 55 degPHASEdeg-40FREQUENCEHz J将光藕的供电接15V稳压电源后，Tu的直流增益增加到36.7dB，接上原有反馈 网络后，仿真值与实测值仍很相似。IJ1：130.t2ru QC4C31H-1DDnR142kU3TLP521C61U 亠T 1D1N5245-0R9Imeg伽一|F：13 51UU4 TL431CLPR115.1kOSC： 1.0000000000MHzSWP:100steps/sweepSTO 300mVpeak DC 0.00 V INTEG： 3cycIe HMNC：CPRSNJOFF SLSWPJON ANAL：CH1/CH2 EQL：OFF SWEEP:660.6934 Hn R： -0.563 dB 牢:+30.05 deg