T型功分器的设计与仿真

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1、T型功分器的设计与仿真1. 改进型威尔金森功分器的工作原理功率分配器属于无源微波器件，它的作用是将一个输入信号分成两个（或多 个）较小功率的信号，工程上常用的功分器有T型结和威尔金森功分器。威尔金森功分器是最常用的一种功率分配器。图1所示的为标准的二路威尔 金森等功率分配器。从合路端口输入的射频信号被分成幅度和相位都相等的两路 信号，分别经过传输线Bl和B乙到达隔离电阻两端，然后从两个分路端口输出， 离电阻R两端的信号幅度和相位都相等，R上不存在差模信号，所以它不会消耗 功率，如果我们不考虑传输线的损耗，则每路分路端口将输出二分之一功率的信号。图1威尔金森功分器但是这种经典威尔金森等功率分配器

2、有几个缺点：1、大功率应用的时候，要求隔离电阻的耗散功率大因此电阻的体积也会比较大2、如果功分器应用于较高的频段，波长就会与大功率电阻的尺寸相比拟，这样 就需要考虑电阻的分布参数。3、为了提高功分器性能，就要尽量减小Bl和BZ这两段传输线之间的藕合，因 此在实际设计时，要求四分之一波长传输线Bl、BZ之间的距离较大，在低频应 用时，由于四分之一波长较长，占用面积还是太大了，此外，四分之一波长传输 线Bl、BZ的阻抗较高，因此线宽较细，制板的相对误差更大24。为克服这些 缺点，本文采用了一种改进型的威尔金森等功率分配器，如图2所示CI 分路端H “合路端口C2|分路端口二图2改进型威尔金森功分器

3、可以看到，它仅由四段传输线组成，没有隔离电阻。传输线A、Cl、CZ的特 征阻抗均为Z0。传输线B位于A和Cl、CZ之间，它的电长度为四分之一波长， 特征阻抗为Z0/.、；2。从合路端输入的信号，通过传输线B，被分成幅度和相位 相等的的两路信号，分别经过传输线Cl和C2到达分路端口一和二，在整个结构 中，传输线B起到了阻抗变换的作用。从传输线A、B相接处向左看，输入阻抗 为Z0。从传输线B与C1、C2相接处向右看，输入阻抗为Z0/2。利用四分之一 阻抗变换器的原理我们知道，传输线的特征阻抗为顽须2，即Z0/.巨。因 此，整个电路处于功率分配与合成时，在中心频点处，三个端口都能匹配良好， 没有反射

4、。这种改进型的结构克服了标准威尔金森功分器的一系列缺点，同时由 于省略了隔离电阻，所以成本降低，也不存在电阻分布参数的问题，与传统威尔 金森功分器相比，减少了一段四分之一波长传输线，另外，构成变换器的四分之 一波长传输线B的特征阻抗较低，线宽较宽，能有效降低制板误差。2功分器的设计与仿真通过前面的分析，我们知道改进型威尔金森功分器四段传输线特征阻抗之间 的比例关系。由此可得，传输线A、C1和C2的特征阻抗均为50Q，而传输线 B的特征阻抗为Z0 2 =35 Q为了实现右旋圆极化，经过C2输出的信号要比经过Cl的相位超前90。，即 Cl要比C2长1/4人（人为中心频率所对应的介质波长）。设计的功

5、率分配器 如图3所示，传输线段B的长度约为1/4人，起阻抗变换的作用。传输线段Cl、C2的3、4分段长度相等，而C1的1、2分段长度之和为1/4人 ，这样就g使得Cl比C2长1/4人，同时，传输线弯角处采用45。形式，以减小拐角处不g连续所引起的反射和幅射。合路端口 图3威尔金森功分器设计图采用介电常数为4.4，厚度为lrn们n的FR4板材来制作功分器。我们利用 TXLine软件来计算各段传输线线的宽度。TXLine是一款专门用于计算传输线参 数的软件，简单实用。运行界面如图4所示，选择微带线模式(MicrostriP)，中心 频率为1.593GHz、介电常数4.4、介质基片厚度1mm、阻抗值

6、先后输入50和35、 铜箔厚度0.017mm等参数，就可以计算出微带线的初始宽度。经过计算，特性 阻抗为35Q和50Q微带线的初始宽度分别为:3.3mm和1.9rnrn。计算出传输线 的宽度后，我们对馈电功分网络进行布局，根据需要对局部传输线的长度进行小 范围调整。WMMenal ParametersConductivity j5.98E+O7CcujpledSljiplineConductor iSilvei0.001Loss T angeniFTical CharactefisticElectrical CharaderjslicsPFwsicM Lenolh ILWidth WHeigh

7、t (HThickness TEffective Diel. ConsLMidostrp | Sipline i CPW CN Giound 1 R&und Cowial Slotfine Coupled MS LinelWT I 吁，i18 t HDieJectnc |GaA$Didcdric Constant M 4Irnpedanca苛JOhms 二JFiequency1.593；QHz * =：Electrical LengthiI!如 _zJPhee Consent35B4 39：3.511O2图4TXLine计算微带线宽度25l1089329186I1 JjF 110.017 下面

8、我们使用ADs电磁仿真软件对馈电网络功分器进行仿真优化。利用上 节设计所得到的初始尺寸，建立如图4所示的功分器原理图，利用ADS中OPTIM控件的优化功能，经过数次优化，最终得到的仿真结果如图5所示:TermT ennlZ-50 Cr mM.INTL1W=w_50 mmL-35 rnnnTEPSieplSubst=TSubl Wlw_35mm W2=w 50 mmOeND_fuDS Bandl Subst=Gutr W=w 50 mm4=1MUN TL4SubSl=7rtSubKW=w_35 mrrtLL 15 mm图4MJNTL5W=w_5& mmL=Li50 mmclMTEE_ADS Te

9、elStibslSubr W1 =w_50 m m t*V2=w_35 mm 50 ffiffiCZk- MJN TL2 Sub&t=hMSLjb1, 睇*i_50 mm L.=L mmMSOBND_WDSSutjstWj&VW=w_50 mmCZh-MJNTL6Sutost=TtSijb1*mmL=JI mm功分器ADS原理图MSOeND.MDS Bend2$u通怕WSuMW=w_5Q mmMlINTL7Subst=MSubrWw_5C mmL=8 mmTfirmTerm2Mum=2Z=50 Chm。-CZb-KLINTL8 WS06ND_NDS SubstNSubl-J 囱mW=w_50

10、mmJ SubatMSubr l=25 mm1 W=w 50 mmFXINTL3mmL=25 EETermT emi3图5功分器ADS原理图仿真结果从图5(a)中可以看出，dB(s(3, 1)和dB(s(2，1)在通带范围内基本都保持在-3dB，即两个输出端口的信号功率都近似为输入信号的一半，dB(s(1，1)在通带范围内均在-30dB以下，输入端匹配良好;图5(b)为两输出端的相位差，从中可以看出，在通带范围内相位差基本保持在90左右，满足设计要求。版图的仿真是采用矩量法直接对电磁场进行计算，它的仿真结果要比原理图更加精确一些，由原理图生成的版图如图6所示:eq=1 522GHz B(S(3.1)=-3.067图6功分器ADS版图freq=1 544GHz dB(S(2,1)=-3.058-Eco)gwafreq, GHzfreq, GHz(a)(b)图7功分器ADS版图仿真结果从图7中可以看出版图的仿真结果与原理图的相差不大，图7(b)所显示的两输出端口相位差与原理图相比稍微变差，为87.6，可以接受。综上，版图 的仿真结果基本满足了指标要求，如果结果不理想的话，我们可以重新回到原理 图中进行再次优化调整，直到满足要求为止。