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1、三相双开关PFC电路分析及在CCM模式下的控制策略APFC(active power factor correction )技术就是用有源开关器件取代整流电路中的无 源器件或在整流器与负载之间增加一个功率变换器，将整流输入电流补偿成与电网电压同相 的正弦波，消除谐波及无功电流，提高了电网功率因数和电能利用率。从解耦的理论来看， 三相PFC技术可以分成不解耦三相PFC、部分解耦三相PFC以及完全解耦三相PFC三类。 全解耦的三相PFC，如6开关全桥电路，具有优越的性能，但是控制算法复杂，成本高。 单开关的三相boost升压型PFC电路工作在DCM模式下，属于不解耦三相PFC，由于它 的成本低，控
2、制容易而得到广泛应用，但是开关器件电压应力大，电源容量难以提高，只适 用于小功率场合。部分解耦的三相PFC电路具有低成本、高效的特点，具有广阔的应用前 景。三相双开关电路就是典型的部分解耦PFC电路。本文针对该电路的工作原理和控制策 略进行了仿真和实验。1三相双开关PFC电路CCM下的工作原理1. 1主电路结构电路将三相交流电的中性线与2个串联开关管S1，S2的中点以及2个串联电容C1，C2 的中点相连接，构成三电平(正、负电压和零电压)结构，2个串联电容分别并联平衡电阻R1， R2,使上、下半桥作用于电容C1，C2的输出电压相等。电路结构如图1所示。rar i茎口 e工辿 口 1?厂；由袖曲
3、由于中性线的存在，上下半桥相互独立，形成部分解耦的基础，并且开关器件承受的电 压只有输出电压的1/2，降低了对开关管的选型要求。在此基础上提出一些新的双开关拓 扑结构，但结构复杂，难以控制。1. 2过程分析由上述分析，上、下半桥可作为独立结构分析。以上半桥为例，等效电路图如图2所示。图2 上半桥等致电路由三相电压的对称特性，每2n/3的区间里，只有一相正相电压最大，如果能使每相的 瞬时电流在2n/3的区间里跟踪其最大相电压，即可实现最大程度的电流校正。根据这样 的思路，现分析n/65n/6中a相电流的变化，因为这段区间Ua最大，可分3个阶段 分析。图4 开关S关断时的等效电路第1阶段n/6n/
4、3，UaUcO，在t0时刻开通S1，a相和c相电感同时充电，导 通时间ton，这段时间的等效电路如图3所示。由于开关器件载波频率远大于工频，因此对 于S1开关周期电路分析可将三相电源等效为对应的直流电压源。基于此假设可知，载波频 率越高，电流波形越接近推理结果。此时的a相电流参见式(1)：式中：ILc（t0）为c相电流初值。在ti时刻关断S1,电压源和储能电感共同向负载提供能量， 电感电流下降，由于Uc较小，iLc的下降率更大。该段时间的等效电路如图4所示。此时 a相的电感电流参见式（3）:式中：ILa（ti）为a相电流初值，U01为上半桥输出电压。同理，c相电流参见式（4）：（W）=。m）+
5、 =（区1）（ / ）式中：ILc（ti）为c相电流初值。图5 H相和b相的电流波形=IL L + A：）式中3、（药）为a相电流初值c同理匕相电流参见式（2）：式中-）为C相电流初值。由以上公式推理可得iLa和iLb的波形如图5所示。由于电流的连续模式，a相电感放电 阶段不会回零，且变化斜率由相电压幅值决定，如式（1）、式（3）所示。由于单相电路等效为 Boost电路，当电路运行在CCM模式，占空比计算如式（5）所示：D =（山-（5 ）式中：Uoi是上半桥的输出电压。第2阶段n/32n/3，正相电流只有a相，所以开关的通断只会引起iLa的变化。第3阶段2n/35兀/6，a相和b相电压为正，
6、开关的通断会引起iLa，iLb的变化。 电路分析过程均和第一阶段类似。通过上面的分析可知。在n/65兀/6控制a相的电流 跟随其最大相电压，既可以使a相的电流得到最大的补偿，又可以使相邻相的电流得到一定 补偿。这种控制方法简单，可行性高，但由于电路处于部分解耦状态，在第1（或3）阶段无 法对c（或b）相进行独立控制，补偿效果并不理想，如何优化控制以减小c（或b）电流谐波仍 有待解决。2 CCM模式下的控制和仿真2. 1控制分析按电感电流是否连续，APFC电路的工作模式可以分为连续导电模式（CCM）、断续导电模 式（DCM）和介于两者之间的临界断续导电模式（DCM boundary）。该电路可以
7、工作在DCM 和CCM模式下。工作在DCM模式下，THD仍然较大。本文使用平均电流控制技术，由于 平均电流控制电路具有体积小，重量轻，系统噪声小，稳定性高等优点，因而得到了广泛的 应用。总控制框图如图6所示。图6 总控制框图结合第1节的分析，它的基本控制原理是：采用双闭环控制策略，即电压外环和电流 内环相结合。电压外环的任务是采样输出电压和给定比较，差值经过PI调节和三相交流电 压的最大（最小）值相乘作为相位给定，再取样实际输入的三相电流的最大（最小）值，两者的 差值和三角载波比较产生驱动信号，驱动MOS管。上、下桥臂的MOS管完全独立，互不 影响。这样控制的好处是：在最大程度上（2n/3的区
8、间里）对每相进行最优控制，控制算法 简单，采用数字化的控制方法，成本低。性价比高。实际的校正过程是（以正半桥为例）：当 输出大于400 V，误差为正，经过PI调节，误差被正向放大，经乘法器得到与输入电压同 相位的单位正弦电流也相应增大，与实际电流的差值增加，使PWM的占空比增大，输出电 压减小。2. 2仿真分析本文的仿真是基于Matlab / Simulink平台，应用其中SimPowerSystems模块中的元件 搭建而成。应用Matlab / Simulink不需要再建立各种模块的模型，可以快速验证系统的可 行性和控制算法的有效性。电路的仿真参数为：输入电压：三相交流380 V；输出电压：
9、800 V；开关频率为：10 kHz； Boost电感值：3O0H；输出滤波电容：47。呻；平衡电阻：100 k。；负载电阻：1。；输出功率：6. 4 kW。上桥臂的控制模块的仿真电路需要注意：采 样三相电压的瞬时值作为给定一般在整流后，但由于电感、电容的存在，使整流后的波形并 不是标准的馒头波，所以采整流前端的三相电压作为给定;三角载波模块取自plecs工具箱， 设置较为容易，载波频率为10 kHz；使用加减模块和滞环模块组合，通过设置环宽为0， 可以实现电压（电流）比较器的功能；下桥臂的电压给定取自负半桥最小电压的绝对值（不是最大电压）。在此基础上，仿真得到的波形如图7所示。观察a相和c相
10、电流波形可知，电 路工作在CCM模式下，在n/65n/6, a相电流得到了最大补偿；而在On/6, a 相的电流补偿效果是比较差的，因为此时的控制量是c相电流，c相电流得到最大补偿；同 理在5n/6n，b相电流得到最大补偿，就是说补偿了c相电流，却破坏了 a相的电流波 形。其中a相电流THD=13. 76 %，其中3次和5次谐波的幅值较大，可以考虑用谐波注 入法来消除3次与5次谐波。半桥电压的平均值为400. 2 V，负载电压平均值为800 V， 从仿真结果看，控制的基本思路是正确的。25 亍B-r0.220.230.240.250.26图7 a相和c相的电流波形3实验分析该实验的控制芯片使用
11、DSP2407，其内部的事件管理器EV和A/D模块，资源丰富。 驱动芯片使用M57962L，它集成过流保护电路和过流保护输出端子。本文实验的硬件控制 框图如图8所示。实现CCM控制的算法都是在DSP中完成的，外部硬件只需检测控制所需的8个信号，可见采用DSP所需的硬件电路较少，这使得控制系统的修改和维护变得相当容易和方便。实际波形和仿真结论基本吻合，如图9、图10所示。图中，在0n/6, a相电流的补偿 效果最好；在n/65n/6和5n / 6n，电流比较平，补偿的效果比较差，这是由部分 解耦的特点决定的。皙M?一4结语本文提出了三相双开关PFC电路在CCM模式下的控制策略，分析了电路的工作原理， 给出了该电路在开关周期内的波形和工作方程表达式，并且通过仿真和试验结果验证了电路 分析的正确性。该电路结构简单，控制容易，成本低并且输入电流谐波低、功率因数高，适 用于中、大功率应用场合。
三相双开关PFC电路分析及在CCM模式下的控制策略
