三相三电平VIENNA整流器的研究

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1、工学硕士学位论文（ 同等学力 ）三相三电平VIENNA 整流器的研究刘平哈尔滨工业大学2006 年 6 月TM461.5621.3工学硕士学位论文（ 同等学力）三相三电平VIENNA 整流器的研究硕 士 研 究 生：导师：申请学位级别：学科 、 专 业： 所 在 单 位： 答 辩 日 期： 授予学位单位：刘平陈希有教授工学硕士 电工理论与新技术 黑河学院2006 年 6 月 哈尔滨工业大学Classified Index： TM461.5U.D.C.： 621.3A Dissertation for the Master Degree inEngineering(Equivalent Educ

2、ationLevel)THE RESEARCH OF THE THREE-PHASE THREE-LEVEL VIENNA RECTIFIERCandidate：Liu PingSupervisor：Prof. Chen XiyouAcademicDegreeApplied for：Theory and Advanced Technology ofElectrical EngineeringSpecialty：Electrical EngineeringAffiliation ：Heihe CollegeDate of Defence：June,2006Degree-Conferring-In

3、stitution： Harbin Institute of Technology哈尔滨工业大学工学硕士学位论文本文摘要减少电网谐波污染、提高电力整流装置的功率因数是电力电子研究领域 的重要课题。随着绿色能源技术的快速发展，PWM整流器技术已成为电力电子技术研究的热点和亮点。因为它可以降低电网污染并实现可调整的功率 因数。在整流器领域，三相三电平PWM整流器具有功率因数高、谐波小等优点，己经成为国内外研究的热点之一，因此对三相三电平PWM整流器进行深入研究具有重要的现实意义。研究了新颖的三相三电平VIENNA整流器。首先通过对电力整流技术的文献综述，分析了当前整流技术存在的不足以及工业应用对电

4、力整流器 的技术要求，进而阐明了本文的研究目的、意义和价值。其次分析了三相三电平 VIENNA 整流器的基本工作原理，对 VIENNA 整流器的数学模型进行了研究，建立了三相三电平 VIENNA整流器在三相静 止坐标系、两相旋转坐标系下的数学模型。然后将空间电压矢量脉宽调制（SVPWM）的控制方法应用于 VIENNA整流器，利用代数和几何方法判断电压扇区，导出了占空比等重要计算公式， 实现了 VIENNA整流器的空间矢量调制。基于减小谐波和使功率因数等于1的原则，设计了 VIENNA整流器主电路的参数，并给出了网端电感和输出端 电容的设计方法。最后综合运用控制系统仿真软件MATLAB 和通用电

5、路仿真软件 PSPICE,建立了 VIENNA 整流器的系统仿真模型，对三相三电平 VIENNA 整流器进行了系统仿真，仿真结果表明了理论分析的正确性和可行性。关键词 数学模型；VIENNA整流器；空间矢量调制；谐波分析；仿真-2 -AbstractEliminating harmonic pollution and improving power factor of the power converter is an important subject in the field of power electronics. With the fast developing technology

6、 of green energy, an ever-enhanced attention has been focused to the PWM rectifier in the field of power electronics. Characterize of pollution-free and adjustable power factor.In rectifier field , because of its advantages of high power factor and low harmonic pollution, the study on the three-phas

7、e three-level PWM rectifier is focused by many researchers. So it has an important meaning to study the three-phase three-level PWM rectifier.This paper describes the results of the three-level VIENNA rectifier-a novel single-stage three-phase PWM rectifier system. After summarizing the power rectif

8、ier technique, this article firstly analyzes the disadvantages of the rectifier technique and the requirements of the power rectifier for the use of industry. The purpose of the study is presented.Secondly, the principles of the three-phase voltage source VIENNA rectifier are analyzed. In this paper

9、, we study the mathematical model of a three-phase three-level VIENNA rectifier s circuit. The models of the three-phase three-level VIENNA rectifiers in static frame and two-phase rotation frame are established.Thirdly, we study the theory and the control way of the space-voltage vector PWM (SVPWM)

10、 in detail. The formulas of the duty cycles of space voltage vectors are presented by estimating the sector through the method of algebra and geometry. The VIENNA rectifier is modulated by space vector PWM algorithm. The rules to identify the parameters of the VIENNA rectifier circuit and inductance

11、 and capacitance are obtained.Finally, the correctness and feasible of theoretical analysis is verified by the three-phase three-level VIENNA rectifier of system simulation based on MATLAB and PSPICE simulation package. The simulation results show that this method is recommendable in designing SVPWM

12、 rectifier.哈尔滨工业大学工学硕士学位论文Keywords Mathematical model; VIENNA rectifier; Space Vector Modulation;Harmonic; Simulation-iii哈尔滨工业大学工学硕士学位论文目录摘要1AbstractII第1章绪论11.1 课题研究的背景及意义 11.2 整流技术发展现状21.2.1 PWM整流器21.2.2 多电平变换技术31.2.3 VIENNA 整流器41.3 课题研究的主要内容5第2章VIENNA整流器的原理和数学模型的建立 72.1 VIENNA整流器工作原理 72.2 ABC三相静止坐

13、标系数学模型的建立 82.3 dq标系数学模型的建立142.4 整流器的电流控制分析162.5 本章小结17第3章VIENNA整流器的控制策略 183.1 关于PWM整流器控制方法 183.2 电压空间矢量SVPWM调制机理193.3 三电平空间矢量(SVPWM)调制策略223.4 优化方案的设计273.5 本章小结28第4章VIENNA整流器参数设计 304.1 交流侧电感的设计304.1.1 满足快速电流跟踪要求的电感设计 314.1.2 满足谐波要求的设计334.2 直流侧电容的选择 344.2.1 负载突减时的电容设计 354.2.2 满足直流电压跟随性指标的电容设计 364.3 本章

14、小结38第5章VIENNA整流器的仿真研究 395.1 仿真电路模型395.2 仿真分析405.2.1 电路参数的选择405.2.2 仿真波形 405.3 本章小结43结 论44参考文献.45攻读学位期间发表的学术论文49哈尔滨工业大学硕士学位论文原创性声明 50哈尔滨工业大学硕士学位论文使用授权书 50哈尔滨工业大学硕士学位涉密论文管理 50致谢51个人简历52-V -哈尔滨工业大学工学硕士学位论文第1章绪论1.1课题研究的背景及意义在电能变换技术中，电力电子装置发挥着重要作用。电力电子器件决定着 整个电力变换装置的性能、成本、质量与体积。但由于这些器件的非线性特性， 在进行电能变换时，必然

15、要引起电压、电流波形的畸变，产生大量谐波。实际 上，电力电子变换装置是电力系统谐波的主要来源。电力系统中谐波的危害可概括为以下几个主要方面 1:1）增加电力网发生谐振的可能性，从而造成过电流或过电压，引发事故；2）增加附加损耗，降低发电、输电及用电设备的效率；3）使电气设备（如旋转电机、电容器、变压器等）运行不正常，加速绝缘老化， 从而缩短其使用寿命；4）使继电保护、自动装置误动作；5）使计量仪器误差增加；6）干扰通信系统，降低信号的传输质量，甚至损坏通信设备。大多数直流（DC）电源都是通过对交流（AC）电源的整流来获取的。整流器的性能将直接影响到公共电网的质量。目前，大部分电力电子装置所使用

16、的直流 电源是通过不可控整流或相控整流得到的，这些设备在运行中向电网注入大量 的谐波和无功功率，造成了严重的电网污染。由此引起的公用电网谐波污染问 题受到了人们的重视。国际电工委员会 （IEC）制定的IEEE555-2标准对用电装置 的功率因数和波形失真度作了具体的限制，欧洲也制定了相应的IEC-1000-3-2标准。我国于1993年由国家技术监督局发布了国家标准电能质量 -公用电网 谐波（GB/T 14549-1993）,并于1994年3月1日起正式执行2。为了解决电力电子装置的谐波污染问题，可以装设谐波补偿装置，或者设 计新型的电力电子装置，使其不产生谐波，且功率因数为1。三相PWM电压源

17、 整流器（Voltage Source Rectifier,简称VSR）与传统的二极管整流器和可控硅整流 器相比，具有交流侧输入电流谐波小、功率因数可调、直流侧电压波动小、能 量可双向流动等特点。因此近年来，无论是其理论研究还是工程应用都受到人 们的广泛关注。本文所研究的VIENNA整流器是在二极管钳位三电平变换器的基础上发展而来的三相三电平整流器，它是整流器家族的一个重要成员3,4。其高功率因数、 低谐波的特性可以有效解决电网污染问题。1.2整流技术发展现状随着现代控制理论、微处理器技术以及现代电子技术的发展，整流器的应 用和研究有了突破性进展。1.2.1 PWM整流器传统相控式低频整流电路

18、采用半控型功率器件作为开关，用相控方式实现 电压调节和换流。这种电路的优点是主电路结构简单，控制比较方便，由于使 用较早，技术成熟，品闸管价格便宜，因而使用比较广泛。但是，它存在网侧 功率因数不高、导致电网电压波形畸变、调节性能差等不足。随着电力电子技术的发展，功率半导体开关器件性能不断提高，已从早期 广泛使用的半控型功率半导体开关，如普通品闸管（SCR）发展到如今性能各异且 类型诸多的全控型功率开关，如双极型晶体管（BJT）、门极关断晶闸管（GTO）、绝缘栅双极型晶体管（IGBT）、集成门极换向晶闸管（IGCT）、功率场效应晶体管 （MOSFT）以及场控晶闸管（MCT）等。而20世纪90年代

19、发展起来的智能功率模 块（Intelligent Power Module, IPM）开仓了功率半导体开关器件新的发展方向5。 功率半导体开关器件技术的进步，促进了电力电子变流装置技术的迅速发展，出现了以脉宽调制（Pulse Width Modulation, PWM）控制为基础的各类变流装 置， 如变频器、逆变电源、高频开关电源以及各类特种变流器等，这些变流装置在国民经济各领域中取得了广泛应用。但是，目前这些变流装置很大一部分需要整流环节以获得直流电压，而传统的整流环节会造成严重的电网“污染”。因此，作为电网主要“污染”源的整流器，首先受到了学术界的关注，并开展 了 大量研究工作。其主要思路

20、就是将PWM技术引入到整流器的控制之中，使整 流器网侧电流正弦化且可运行于单位功率因数6。经过几十年的发展，PWM整流器技术已日趋成熟。PWM整流器主电路已 从早期的半控型器件发展到如今的全控型器件；具拓扑结构已从单相、三相电 路发展到多项组合及多电平拓扑电路；功率从千瓦级发展到兆瓦级。PWM整流器可分为电压源型PWM整流器和电流源型PWM整流器两种，与 电流源型整流器相比，电压源型整流器直流侧脉动小，输入电流连续而且简便 易行，因此电压源型PWM整流器成为当今主要研究对象。电压源型PWM整流器的控制思路是：保证直流侧输出电压恒定情况下，使交流侧输入电流尽可能 与电网电压同相位，从而达到提高功

21、率因数和消除谐波的目的7。根据能量是否可双向流动，派生出两类不同拓扑结构的PWM整流器，即可逆PWM整流器和不可逆PWM整流器。本论文研究的 VIENNA整流器是能 量只能单向流动的不可逆PWM整流器。近年来，随着电工领域各种技术的全面发展，人们对电力电子装置的高压、 大功率和高频化的要求越来越强烈，人们希望电力电子装置能够处理越来越高 的电压等级和容量等级。多电平变换器也就是在这种背景下成为高压大功率变 换研究的热点。1.2.2 多电平变换技术一般认为，现在统称的多电平变换器的概念最早是由日本长冈科技大学 A.Naba好人提出的网。其基本原理是将多个直流电平合成阶梯波，更加接近正 弦输出电压

22、。一般来说，电平数越多，输出电压波形越逼近正弦波，波形的谐 波含量越少。1983年，Bhagwat等人在此基础上，将三电平电路推广到任意n电平9,对NPC(Neutral Point Clamped)中性点箝位电路及其统一结构作了进一步的 研究。这些工作为高压大功率变换器的研究提供了一条崭新的思路。实际电路 中电平数超过三时会遇到许多困难，具硬件电路过于复杂，控制算法也较繁， 故实际的电路多以三电平变换为主。多电平变换器之所以成为高压大功率变换研究的热点，是因为它具有以下 突出优点6;1)每个功率器件仅承受1/(n-1)的母线电压(n为电平数)，所以可以用低耐压 器件实现高压大功率输出，且无需

23、动态均压电路；2)电平数的增加，改善了网侧电压波形，减小了输入电压波形畸变(TotalHarmonic Distortion, THD)；3)可以以较低的开关频率获得和高开关频率下两电平变换器相同的输入电 压波形，因而开关损耗小，效率高；4)由于电平数的增加，在相同的直流母线电压条件下，较之两电平变换器 其du/dt应力要低，同时改善了装置的电磁干扰(Electromagnetic Interference, EMI) 特性。从目前所报道的各种多电平变换器主电路拓扑结构来看，主要可归结为四 种基本的拓扑结构：1)二极管钳位型(Diode-clamp) ; 2)飞跨电容型（Flying-capa

24、citor）； 3）具有独立直流电源的级联逆变器型（Cascaded-inverters withSeparate DC Source） 4）混合的级联型多电平变换器10。1.2.3 VIENNA 整流器在多电平变换器基本拓扑结构的基础上，许多改进的电路拓扑被提出。VIENNA整流器就是对二极管钳位型三电平整流器的一种改进和发展。在三相整流器中，多采用三电平PWM整流器来减少谐波，但从国内的一些 文献11,12来看，大多采用的是二极管钳位型三电平 PWM整流电路，如图1-1所图1-1三相三电平电压型 VSR主电路图Fig.1-1 Main circuit of three-phase thre

25、e-level voltage VS R二极管箝位型多电平变换器的优点是便于双向功率流控制，功率因数控制 方便。但电路有以下一些不足之处：1）需要大量钳位二极管；2）每桥臂内外侧功率器件的导通时间不同，造成负荷不一致；3）存在直流分压电容电压不平衡问题；4）其开关器件较多，开关损耗大，控制复杂。本文所研究的VIENNA整流器是在二极管钳位型三电平整流器基础上用一双向开关电路来完成钳位功能，如图1-2所示。经分析其数学模型和二极管钳位型三电平整流器是等效的，而 VIENNA整流器的可控器件减为三个，大大降低了开关损耗，同时也可降低整流器的成本1315。与二极管钳位三电平整流器比较，VIENNA整

26、流器有如下特点： 优点：1）在相同的电平数下，开关 器件由12个减小为3个；因而开关损耗小，效率高；2）电路得到简化、可靠性更高；3）简化了控制环节，降低成本和体积。缺点：1）能量只能单向传递；2）同样需要大量的二极管；3）存在直流分压电容电压不平衡问题。Dj H D,四 Dj 21图1-2 VIENNA 整流器主电路Fig.1-2 Main circuit of the VIENNA rectifier1.3课题研究的主要内容本文对VIENNA整流器的主电路进行了设计和仿真，从电路的结构和器件 参数方面，给出了设计参考。首先，分析了 VIENNA整流器的工作原理，利用 d-q变换建立了 VI

27、ENNA整流器的数学模型。其次，研究了空间矢量调制原理 在VIENNA整流器中的应用，在此基础上编制了仿真程序。再次，从电路模型 入手，本着使功率因数为一和减小谐波的原则， 给出了电感和电容的设计方法。 最后，通过设计的VIENNA整流器仿真电路模型，检验了理论分析的正确性， 为进一步深入分析奠定了基础。本文结构如下：第一章为绪论部分，介绍了近年来国内外关于PWM整流器研究现状及课题研究的背景和意义。第二章分析了 VIENNA整流器的工作原理和电路的数学模型。第三章研究了 SVPWM控制策略，推导了 VIENNA整流器的相应控制方程。第四章讨论了 VIENNA整流器的谐波、功率因数和电感、电容

28、的关系，提 出了电路参数设计方法。第五章首先在PSPICE环境下搭建了仿真电路模型，用MATLAB编制了控 制程序，并把控制数据输出给 PSPICE,最后进行了仿真验证。- 56 -第2章VIENNA整流器的原理和数学模型的建立2.1 VIENNA整流器工作原理在VIENNA整流器的主电路(图1-2)中交流侧的LS为等值电感，用于抑制高 次谐波和平衡桥臂终端电压和电网电压的作用；&为等值电阻，通常情况下较小，可以忽略不计；Ci, C2为滤波电容，为高次谐波电流提供低阻抗通路，减 少直流电压纹波，同时还有平衡中点电位的作用。每相有一个由全控开关器件 (分别是Sa, Sb, Sc)和四个二极管组成

29、的双向开关，如图 2-1所示，每只开关将承 担直流侧电压的一半。图2-1 VIENNA整流器的双向开关Fig.2-1 Bidirectional switches of the VIENNA rectifier下面介绍VIENNA整流器的工作原理： 设三相输入电压为? ?U m cos( t)(2-1)U m cos& t - 2 冗 / 3)U m cos& t + 2 兀 / 3)三相电压波形如图2-2所示。以0 0t / 6为例，说明三相电压在整流状态时的工作情况。在这个区间 A相的输入电压始终为正，B、C相的输入电压始终为负。设开关管导通时为1, 关断时为0o则三相开关有23 = 8种

30、状态，分别如下：状态 0(0,0,0):开关管Sa,Sb,Sc 关断，电压Uao=Udc /2 ,Ubo = -Udc/2 ,Uco = -Udc/2正向电流对电容Ci及C2充电。状态 1(0,0,1):开关管Sb 关断&开通，电压 UAo=Udc/2 , UBO = -Udc /2,Uco =0正向电流对电容Ci充电，C2通过直流侧负载放电。Fig.2-2 Input voltage waveforms状态 2(0,1,0):开关管 Sa, Sc 关断，Sb 开通，电压 Uao = Udc /2 , Ubo=0, uCO = -udc/2,正向电流对电容Ci充电，C2通过直流侧负载放电。状态

31、 3(0,1,1)：开关管 Sa 关断，Sb, Sc 开通，电压 UAo=Udc/2 ,Ubo=0, Uco =0 , 正向电流对电容Ci充电，C2通过直流侧负载放电。状态 4(1,0,0):开关管 Sa 开通，0, Sc 关断，电压 uAO=0, uBO = -udc/2, uCO = -udc/2, Ci通过直流侧负载放电，正向电流对电容 C2充电。状态5(1,0,1):开关管Sa开通，&关断，Sc开通，电压uAO=0, uBO = - udc /2, uCO =0, Ci通过直流侧负载放电，正向电流对电容 C2充电。状态 6(1,1,0)：开关管 Sa, Sb 开通,Sc 关断,电压 U

32、ao =0, Ubo =0, Uco = - UdJ2, Ci通过直流侧负载放电，正向电流对电容 C2充电。状态 7(1,1,1)：开关管 0, 0, Sc 开通，电压 Uao =0, Ubo=0, Uco =0, Ci , C2通过直流侧负载放电。由上面可推知线电压Uab可产生四个电平：Udc, Udc /2 , - udc /2, 0,其绝 对值是三个，组成了三电平。Ubc , Uca也由三电平组成。用这三个电平合成的 阶梯波，接近正弦输出电压。其它扇区可仿照上面推得。建立研究对象的数学模型，是深入研究和分析对象的工作机理、特性，以 及提高系统控制性能的基础和必要手段。2.2 ABC三相静

33、止坐标系数学模型的建立基于能量守恒的PWM整流器的低频数学模型，反映的是整流器中的各个 物理量，如输入电压、电流和输出电压、电流等之间的物理关系，本质上是一种忽略高次谐波的状态平均模型，适于作系统级的分析和设计。而基于开关函 数的整流器高频数学模型，在基本不做简化设计基础上考虑了开关过程引入的 高次谐波，是对实际的PWM调制过程的更为精确的描述。如图2-3所示，为方便,开关函数Sj可分为三类Sap, Sao, San； Sbp, Sbo, Sbn；n图2-3 VIENNA整流器的开关函数等效电路图Fig.2-3 The equivalent circuit of switching funct

34、ion定义开关函数如下(2-2)c ?1i与j连通/ 人、Sj = ?(i= a, b,c ；j= p,o, n )?0 其匕另设A、B、C三点的等效开关函数为Sa,Sb,Sca b c? 1i与p连通(2-3)Si = ?0i与o连通?-1 i与n连通对输入端有等效电路，如图2-4所示图2-4 VIENNA整流器输入端等效电路图Fig.2-4 EqUivalent circUit of the VIENNA rectifie r根据图2-4所示等效电路，由Kirchhoff电压定律，列出交流侧 A,B,C三相 回路的电压方程：? ? ? ? ? 9?.LSLSdia dt dib dt di

35、c dt+ Rsia - Ua = -UAO - UON = -UA N+ Rsib - Ub = -Ubo - Uon = -Ubn+ Ric - Uc = - Uco - Uon = -Ucn(2-4)式中LS是整流器交流输入侧电感，RS是整流器交流输入侧等效电阻。uON是 SSON直流侧中点与电网三相中点的电压差，Ua,Ub, uc是电源三相电压，uAO , uBO,uCO为 交流输入端到直流中点间的电压差，可用开关函数表示为：(2-5)UONUAO + UBO + VCO + Ua + Ub + Uc33(2-6)根据ia +ib + ic = 0 ,由(2-4)式得uON的表达式从而

36、得到?Sa + S3 + Sc . Udc Ua +Ub +Uc?UAN = (Sa -) V +-?323? ，八 Sa + Sb + Sc、Udc Ua + Ub + Uc ?Ubn = (Sb -c ) +上 b c?323? g Sa + Sb+ Sc Udc Ua+Ub+Uc ?UCN = 6) + -?323对于对称的三相平衡无中线系统中，始终有Ua + Ub + Uc = 0UONUAO + UBO + UCO3N NA Bu u? ? ? ?N CSa + Sb + Sc)Udc3-2Sa+ &+ Sc ) Udc 3)2Sa + Sb + Sc Udc 3) 2把上式代入（2

37、-4）式中有? ? ? ?dia dtdibdtS0?.-2Sa + & + Sc、+ RSia Ua = ()Udc6Sa - 2Sb + 场、 + &ib - Ub = ()Udc6舞 + RS ic -Uc= (SSc )Udc dt6对图2-3中直流侧的P点，应用Kirchhoff电流定律，得到?ip = ic1 + iload?ip = Sjpia + Sbpib + Gpic代入式得到d Uc1 ic1C1d t0*=(&/ + Sp b + Gp 1) -iload(2-7)(2-8)(2-9)(2-10)(2-11)(2-12)(2-13)(2-14)同理对图2-3中的n点，有

38、:ic2 - iload= Sania + SJb +代入式i = - C duc2c2 2 dt(2-16)得到-C2 请=(Sani a + Sbn ib + Scn ic )+iload对图2-3中的。点，有：(2-17)把式(2-14)式加(2-17)得:-(Ciducidt?io = - (ici +心)?.?iO = SaOia + SbOib+ Scoic(2-18)-C2 ddit2 ) = Sao ia + S。b + Sco(2-19)再用(2-14)式减(2-17)式得:Ci 誉 M2 柴=Sa + & + a。(2-20)设uc1 = uc2 = udc，C1 = C2

39、 = c上式可简化为：C 聆=Sa ia + Sb I + Sc c -2iioad(2-21)dt对整个直流侧回路，应用 Kirchhoff电压定律，有Uq +Uc2 = iioadR + Ld 包也(2-22)dt综合式(2-4)-(2-22),可以得到整流器在三相静止坐标系下的数学模型，表示为：A dX = BX + CE ,具体如式(2-23)所示，? dt ?海?-2sp + Sbp + Scp33-2Sap + Sbp + Scp2% - Sbn - 32% - Sbn - 330012% - Sbn -30011 2c c C a b c u u d ? ? ? ?空. ? ?

40、? ? ? ? ? ? ? ? ? ? 211 ? 3 一 3 一 3? 121?-? 3 33?Ua ? ?(2-23)? 112 ?ub ?7?3飞3 ?Uc ? 000 ?,? 000 ? 000 ?在电网电压平衡的情况下，ua + ub + uc = 0,所以，矩阵C简化为：? ? ? ?. o o o o o o o o o o o 1 o 1 o ?19?-c从式(2-23)给出的模型可以看出，每相输入电流都由三相开关函数共同决定 的。VIENNA整流器直流侧电容中点电位由中点电流决定，而该电流是由三相电流和开关函数共同决定的，为简化分析，设 Uc1 = Uc2 = Udc /2。

41、根据数学模型 可得到整流器在ABC三相静止坐标系下的高频电路模型，如图2-5。图2-5 VIENNA整流器在ABC三相静止坐标系下的电路模型Fig.2-5 Circuit model of three-phase static frame2.3 dq坐标系数学模型的建立在分析和控制三相系统时，为便于控制方法的实现，通常的方法是将 ABC 三相静止坐标系下的模型变换到 d-q两相旋转坐标中，一般分两个步骤，即ABC 三相静止坐标系到D-Q两相静止坐标系的变换和两相静止坐标 D-Q到两相旋转 坐标系d-q的变换。从ABC三相静止坐标系到d-q两相旋转坐标系有如下变换其中?xd ? ?= ?xq ?

42、2? cos cotcos(jt -3 ?2-sin wt - sin(t -?3cos(jt + -sin(t +Q?Xa?久？? ? . ? ?Xb ? = T3/ 2 ?xb ?(2-25)?xc ?xc ?9 cos t2 ?3 ?-sin wt ?cos(ot -sin&t -cos (ot-sin&t(2-26)式中3为旋转坐标系的角频率为得到d-q坐标系下VIENNA整流器的图频数学模型，将式(2-23)中的所有 与ABC三相坐标相关的量都进行3/2变换，即?UdTTuq ? = T3/ 2 Ua Ub uc Tiq ? = T3/ 2 iai bicT?SdpTSqp ? =

43、T3/ 2 ?SapTScp ?SdnTSqn ? = 丁3/ 2 SanSbnScn T(2-27)(2-28)(2-29)(2-30)综合式(2-23)(2-30),考虑电网电压平衡的情况，可以得到 VIENNA整流 器的d-q坐标系下的数学模型：? did ?LS? dt ?Ls?-R ?-3 L?也?= ? S Co=Sip?d t?/?c蛆？ ?-Sdn?dt?0?Ld呜? dt ?0Cl) Ls- Rs0 ?2d ? ?0 ?为？-睁? + - 1?c2 ? R?3dc ?1?0%0? ?1? 询d ?0? ?(2-31)?uq ?0?0?设uc1 = uc2 = udc /2。根

44、据数学模型可得到 VIENNA整流器在d-q旋转坐标 系下的电路模型，如图2-6所示。经过坐标变换，对称的三相正弦量变换为d,q轴上的恒定直流量，同时，交流侧相当于受两个PWM控制的电压源，对直流 侧相当于两个受PWM控制的电流源。其目标是控制直流侧电压稳定，同时使 交流侧输入电流的电压和电流同相位，使功率因数为1。图2-6 VIENNA整流器d-q旋转坐标系下的电路模型等效电路图Fig.2-6 Equivalent circuit of d-q rotation fr ame2.4 整流器的电流控制分析从能量变换的角度看，控制交流侧电流就可以有效控制变换器交、直流侧 能量的变换过程。根据是否

45、检测整流器的输入电流并将电流信号作为反馈量进 行控制，PWM整流器的控制策略可分为电流闭环的直接电流控制和电流开环的 间接电流控制两大类。直接电流控制的方案很多，都具有不错的动、静态性能， 不过这些方案都需要两个宽带的交流电流传感器，有的方案甚至还需要负载电 流传感器。间接电流控制也称为相位幅值控制(Phase and Amplitude Control,PAC),的基本思路源于整流器的稳态电压平衡关系，它最显著的优点是结构简 单，无需电流传感器，静态特性良好。但这种控制方式的动态响应慢，动态过 程中存在直流电流偏移和很大的电流过冲16。从系统的鲁棒性、抗干扰能力和系统保护的角度看，引入电流反

46、馈是不可 缺少的，对大功率变流器尤其如此。直接电流控制是以检测整流器的输入电流 作为反馈和被控量，具有系统动态响应速度快、限流容易、电流控制精度高等 优点。直接电流控制的主要缺点是输入电流的检测需要三个宽频带的价格不菲 的电流传感器，使其控制成本居高不下。直接电流控制的方案很多，有双闭环 控制，状态反馈控制，无差拍控制，极点配置，二次型最优控制，Lyapunov方法，非线性状态反馈控制等。其中以双闭环控制应用最为广泛。电压电流双闭环控制是目前应用最广泛，最为实用化的控制方式。它们的 共同特点是：输入电流和输出电压分开控制。电压外环的输出作为电流指令信号，电流内环则控制输入电流，使之快速地跟踪电

47、流指令。电流内环不仅是控 制电流，而且也起到了改善控制对象的作用。由于电流内环的存在，只要使电 流指令限幅就自然达到过流保护的目的，这是双环控制的优点 17。本文所采用的是间接电流控制。具体的控制策略下章详述。2.5 本章小结本章对VIENNA整流器的工作原理进行了详细分析， 重点研究了 VIENNA 整流器的主电路拓扑和数学建模问题。三相静止坐标系的一般模型具有物理意义清晰、直观等特点。但这种数学模型中，对VIENNA整流器交流侧均为时变交流量，因而不利于控制系统设计。 为此，可以通过坐标变换将ABC三相对称静止坐标系转换成以电网基波频率同 步旋转的d-q坐标系。这样，经坐标旋转变换后，三相

48、对称静止坐标系中的基 波正弦变量将转化为同步旋转坐标系中的直流变量，从而简化了控制系统设计。本章基于开关函数，分别建立了 ABC三相静止坐标和d-q两相旋转坐标系 中的VIENNA整流器数学模型。为以后各章节的分析奠定了基础。同时为引入 下一章内容，简要分析了电流控制问题。第3章VIENNA整流器的控制策略开关型电源变换器的调制方式主要有：1）脉冲宽度调制（PWM）,其开关频率恒定，通过调节导通脉冲宽度来改变通断比，从而实现对电能的控制，称之 为“定频调宽”；2）脉冲频率调制（PFM）方式，其脉冲宽度恒定，通过调节开关 频率改变通断比，从而实现对电能的控制，亦称为“定宽调频；3）混合调制方式，

49、它是以上两种制式的复合，脉冲宽度和频率均不固定18; 4）跨周期调制方式（Pulse Skip Cycle Modulation, PSM）通过改变有效工作频率来改变输出功率， 其开关损耗与输出功率成正比，采用这种调制方式的开关电源的效率几乎与负 载无关19,20。本文从技术的成熟角度和实际出发，采用了脉冲宽度调制（PWM）中的空间矢量调制法（SVPWM）。3.1 关于PWM整流器控制方法作为降低谐波的有效措施，PWM技术很早就用于逆变电源，将 PWM技术 引入整流器，则可获得单位功率因数和非常接近正弦的输入电流。电压空间矢 量PWM技术由于电压利用率高，便于数字化实现，目前在传动领域得到了广

50、泛 的应用，有较大的发展前景。实用的整流电路几乎都是品闸管整流或二极管整流。晶闸管相控整流电路 中，输入电流滞后于电压，且其中谐波分量大，因此功率因数很低。二极管整 流电路虽然能使功率因数接近 1,但输入电流中谐波分量很大。把逆变电路中的 SVPWM控制技术用于整流电路，就形成了 PWM整流电路。最初是采用模拟电路来完成三角调制波和参考正弦波的比较，继而产生正 弦脉宽调制SPWM信号以控制功率器件的开关的。目前主要采用全数字化方案， 完成优化的实时在线PWM信号输出。可以说直到目前为止，PWM在各种应用 场合仍占主导地位，并一直是人们研究的热点。PWM调制方法主要有三种：1）正弦 PWM,即

51、SPWM;2）特定谐波PWM ,即SHEPWM ;3）空间矢量PWM调制，即SVPWM。3.2 电压空间矢量SVPWM调制机理1971年，由F. Blaschka出的矢量控制理论将交流传动的发展向前推进了 一大步。空间矢量PWM就是将各个输出状态等效为静止直角坐标系中静止矢 量，形成空间电压矢量分布，利用相邻的三个电压矢量合成得到任意输出电压 矢量，合成的原则是等效作用时间相等。空间矢量PWM的优点有：利用电压空间矢量直接生成PWM信号，计算简便；输出线电压基波的最大幅值为直流侧电 压。尽管空间矢量PWM在两电平电路中有很多的应用，但是由于多电平电路开 关状态多，输出矢量分布复杂，所以如何快速

52、确定输出电压矢量和输出顺序、 计算作用时间比较困难。另外，多电平电路中由于变换器能量转换时中点电位 参与能量的传输会导致电容电压不平衡，从而导致输出电压中含有包括偶次谐 波在内的低次谐波，因此在空间矢量 PWM中必须考虑电容电压平衡问题，更增 加了空间矢量PWM实现的难度21。与普通的SPWM相比，基于SVPWM的三相PWM整流器控制具有如下优点： 1)三相直流电压利用率提高了 15.4%,由于直流电压利用率的提高，相同直流电 压条件下，可以提高三相PWM整流器网侧电压的设计，相对减少了三相PWM整流器网侧电流，降低了整流器网侧及功率开关管导通损耗附，提高了整流器的运行效率；2)相同的波形品质

53、条件下，SVPWM控制具有较低的开关频率，且 平均降低约30%23,有效降低了功率开关管的开关损耗；3)SVPWM控制具有更 好的动态性能；4)更易于数字化实现24。因而，SVPWM控制具有很好的研究价 值。在图1-2中，用1表示开关闭合，0表示断开。则三相系统中Sa, Sb, Sc共 有23=8种组合，而由式(2-1)知Sa, Sb, &是三态函数，此函数有 33=27种组合， 但(1,1,1)状态表示图1-2中三相的上桥臂同时导通,(-1,-1,-1)表示图1-2中三相 的下桥臂同时导通，实际不可能，故没有物理意义，舍去。因此实际有 25种组 合。设整流器输出电压矢量为：?, 2 , ?V

54、 =(, ?32.2冗 ， j 3?a =结合第二章的内容,由式0UAn,2.+ a bn + a Un )1u(3-1)(2-8)代入上式中，整理得到这样对应Sa, Sb,Y=a +,1 Sb + 2a(3-2)25种组合，如表3-1所示，可得到25个电压矢量。根据它们的幅值和相位，可画出空间矢量图 3-1。(000) F(IOO)%(口加)(110)孔（0口。）粤光）匕】（口 01）J(OOO) ,(100)用(口。口)图3-1电压空间矢量及对应的开关状态Fig.3-1 Corresponding switching state of voltage space v ectors其空间矢量

55、可以划分为四类：第一类：12个小电压矢量（%乂6）,它们长度为Vdc /3,均匀分布在六个扇区的边界线上。进一步划分为二类：V01PV06P为正开关矢量；V01nV06n为负电压矢量。它们产生的电压波形是等效的，但对中点电位的影响却不同。V01p V36P等正电压矢量使得Vdc1上升，Vdc2下降；反之，V01nV06n等负电压矢量使得 V.下降，V上升。第二类：1个零电压矢量V0。第三类：6个中电压矢量V12、V23、V34、V45、V56、V61,长度为Vdc/昶O第四类：6个大电压矢量V1、5、V3、V4、V5、V6,长度为2Vde / 3。当Vdc1 *Vdc2 wVdc/2时，Vjp

56、与Vjn （j=16）的幅长是不相等的。这时，矢 量分布情况是不对称的，它将严重影响交流侧的电流波形。表3-1不同开关组合时的电压矢量Tab 3-1 Voltage space vectors of different sw itchesSaSbScSa SbSc电压矢量111-1-1-1000111Vo100011Voi0-1-1100V01110001, V0200-1110V02010101V03-10-1010V03011100V04-100011Vo4001110V05-1-10001V05101010V060-10101V061-1-1000Vi11-1000V2-11-1000V

57、3-111000V4-1-11000V51-11000V610-1010V1201-1100V23-110001V34-101010V450-11100V561-10001V3.3 三电平空间矢量(SVPWM)调制策略多电平SVPWM法和两电平SVPWM法一样，是一种建立在空间矢量合成概 念上的PWM法，它的最大优点在于概念清晰，反映了 SVPWM的本质，电压利 用率高，易于数字实现等。不足之处在于当电平数超过5时，算法过于复杂。于三相电压型整流器而言，控制的基本指标有2个：1)保证输入端的电流电压达到单位功率因数；2)输出电压保持恒定250这里我们定义三相三电平整流器的电压空间矢量调制比m为

58、：(3-3)_=3V3 2%式(3-3)中V是以角速度=2f旋转的电压矢量V的模长。在e酢面中V的向量幅角为& 2Vd / 3是电压矢量V 13的模长，即长矢量的长度。从图3-1中可以看出，整个矢量空间可分成6个大的扇区，则每一个扇区包含4个小的区域，如图3-2所示。旋转电压矢量V是由所在区域的三个电压矢量 Vx , X(3-4)Vy , Vz合成的。它们的作用时间分别为 Tx ,Ty,Tz,且Tx+Ty+Tz = Ts。 Ts为开 关周期。现定义占空比如下：X = Tx/ Ts,Y = Ty/ Ts, Z = Tz/ Ts现在以第一个扇区(0 60)为例，如图3-2所示，计算旋转电压矢量V处

59、 在区域Di, D7, D13, D14时Vx , Vy , Vz所对应的X, 丫，Z值。定义m的边界条件分别为Mark1, Mark2, Mark3,由线性方程可解得式(3-5), (3-6), (3-7)如下:3/ 2 Markl =：-3 cos0 +sin9?.3/2Mark 2 = l cos0 - sin? _j3/4 工o , 9?sin 6(3-5)(3-6)7t(3-7)Mark 3=3 cos 8 + sin图3-2由电压空间矢量划分的不同区域Fig.3-2 Different districts divided by voltage space vectors1)当旋转矢量V处于区域Di时(m Mark1) , V是由V0、V01和V02三个电压矢量合成的，如图3-3所示。(000)图3-3旋转矢量在D1区域的矢量图Fig.3-3 The vectorgraph of rotation vector in Di district根据矢量合成原理，可以列出如下方程(3-8)(3-9)图3-4旋转矢量在D7区域的矢量图Fig.3-4 The vectorgraph of rotation vector in D 7 district 根据矢量合成原理，