低压大电流开关电源设计

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1、低压大电流开关电源设计电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低，而电流很大。电源的功率要求也比较高，一 般都是几千瓦到几十千瓦。目前，如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。 其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。 本文介绍的电镀用开关电源，输出电压从012V、电流从05000A连续可调,满载输出功率 为60kW。由于采用了 ZVT软开关等技术，同时采用了较好的散热结构,该电源的各项指标都 满足了用户的要求，现已小批量投入生产。2 主电路的拓扑结构鉴于如此大功率的输出,高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构,整个主 电路如图

2、1所示,包括:工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI滤波器、滤波电感电容、 高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值,防止偏磁的。考虑到效率的问题，谐振电感Ls只利用 了变压器本身的漏感。因为如果该电感太大，将会导致过高的关断电压尖峰，这对开关管极 为不利，同时也会增大关断损耗。另一方面,还会造成严重的占空比丢失，引起开关器件的电 流峰值增高，使得系统的性能降低。巾个相涌变地込糕戊；图1主电路原理图3 零电压软开关高频全桥逆变器的控制方式为移相FB-ZVS控制方式,控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。超前桥臂在全负载范围

3、内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75%以上负载范围内 实现了零电压软开关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形,可以看出实现 了零电压开通。开关频率选择20kHz，这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗，另一方面又可以兼顾高频 化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。图2 IGBT驱动电压和集射极电压波形图4 容性功率母排在最初的实验样机中，滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普通的功率母排。在实验 中发现IGB上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡，图3为满功率时采集的变压器 初级的电压、电流波形图。原因是并联在IGBT模块上的突波吸收电容与功率母排的寄生电 感发

4、生了高频谐振。满载运行一小时后，功率母排的温升为38，电容C5的温升为24C。1H. v Vv*f 1 * 11十Bl * Hr ! I:-fi 1图3使用普通功率母排时变压器初级电压、电流波形为了消除谐振及减小功率母排、滤波电容的温升，我们最终采用了容性功率功率母排，图4 为采用容性功率母排后满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。从图中可以看出, 谐振基本消除，满载运行一小时后，无感功率母排的温升为11C，电容C5的温升为10C。图4使用容性功率母排后变压器初级电压、电流波形5采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流为了进一步减少损耗，输出整流二极管采用多只大电

5、流400A、耐高电压80V的肖特基二极 管并联使用。而且，每个变压器的次级输出采用了全波整流方式。这样，每一次导通期间只有 一组二极管流过电流。同时，次级整流二极管配上了 RC吸收网络，以抑止由变压器漏感和肖 特基二极管本体电容引起的寄生震荡。这些措施都最大限度地减小了电源的输出损耗，有利 于效率的提高。对于大电流输出来说，一般要把输出整流二极管并联使用。但由于肖特基二极管是负温度系 数的器件，并联时一般要考虑它们之间的均流。二极管的并联方式有许多种，图5所示，图a为 直接并联方式；图b为串入电阻并联方式；图c为串入动态均流互感器并联方式。（均以四 只二极管的并联为例）。图a为直接并联方式;图

6、b为串入电阻并联方式;图c为串入动态均流互感器并联方式 对于直接并联方式，二极管的均流效果很差，输出电流一般限制在几十安培到几百安培左右， 不易于做到上千安培。在电流为上千安培输出的情况下，为了达到均流的目的,可以采用串入 电阻方式并联或采用串入动态均流互感器并联。由于邻近效应及趋肤效应的影响，对于串入 电阻的并联方式，二极管的均流效果随输出电流的大小而改变,均流效果较差。为达到较好均 流效果，串入的电阻不宜太小,这又带来较大的损耗。对于串入动态均流互感器的并联方式， 可以达到较好的均流效果,但大电流互感器的制作工艺复杂,成本高，同时由于动态均流互感 器的漏感及引线电感的存在，使得二极管在关断

7、时的反向尖峰电压增高,电磁干扰及损耗随之 增加。为了克服以上并联方式的不足之处，使输出整流二极管实现既能自动均流，降低损耗,又可以 降低制作工艺的复杂性，我们设计了一种新颖的高频功率变压器，如图1所示。这种变压器是 由8个相同的小变压器构成，变比均为4 ： 1,它们的初级串联，而次级则采用并联结构。该变压 器采用初级自冷和次级水冷相结合的冷却方式，这样考虑主要在于它们的热损耗不同,而且可 以大大简化变压器的制作工序。下面以两个变压器组为例（图6所示），说明二极管之间的均流。图6多个变压器的连接示意图uin为正时，u1与u3为正，二极管D1与D3导通，D2与D4截止，此时可以得出:uA -u-,

8、 mi-当二极管的管压降uDl与uD3不等时，由公式（3）、（4）、（5）、（6）可以得出，两个变压器原边的 电压uA与uB也不等，二极管管压降高的变压器原边的电压就高，反之亦然。由公式（1）、（2） 得:U1=U3即流过二极管D1与D3的电流始终相等，实现自动均流。可见，变压器的这种连接 方式,是靠调整单个变压器原边的电压来实现输出整流二极管的自动均流。多个变压器的这种连接方式，不仅可以使得输出整流二极管实现自动均流，还可以使得变压器 的设计模块化，简化变压器的制作工艺,降低了损耗。与一只单个变压器相比，多个变压器的这 种连接方式,减小了变压器的变比，增强了变压器原副边的磁耦合性，减小了漏感

9、（实际测量8 个变压器原边串联后的漏感为6uH）,减小了占空比的丢失。图7为满载时变压器初级电压 波形VP和次级电压波形VS，从图中可以看到占空比丢失不多（大约为5%），使得系统的性能 显著提高。图7变压器初级和次级电压波形图6 控制电路的设计由于在本电源中使用的开关元件的过载承受能力有限，必须对输出电流进行限制，因此，控制 电路采用电压电流双环结构（内环为电流环，外环为电压环），调节器均为PID。图8为控制 电路的原理框图。加入电流内环后，不仅可以对输出电流加以限制，并且可以提高输出的动态 响应，有利于减小输出电压的纹波。图8为控制电路的原理框图在实际的控制电路中采用了稳压、稳流自动转换方式

10、。图9为稳压稳流自动转换电路。其工 作原理是:稳流工作时，电压环饱和，电压环输出大于电流给定，从而电压环不起作用，只有电流 环工作;在稳压工作时，电压环退饱和，电流给定大于电压环的输出,电流给定运算放大器饱和, 电流给定不起作用，电压环及电流环同时工作，此时的控制器为双环结构。这种控制方式使得 输出电压、输出电流均限制在给定范围内,具体的工作方式由给定电压、给定电流及负载三 者决定。图9为稳压稳流自动转换电路由于本电源的容量为60kW，为了提高效率、减小体积、提高可靠性，因此，采用软开关技术。 高频全桥逆变器的控制方式为移相FB-ZVS控制方式，它利用变压器的漏感及管子的寄生电 容谐振来实现Z

11、VS。控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。通过移相控制，超前桥臂 在全负载范围内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75%以上的负载范围内实现了零电压软开 关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形,可以看出实现 了零电压开通。7 总结该电源装置中，使用移相全桥软开关技术，使得功率器件实现零电压软开关，减小了开关损耗 及开关噪声,提高了效率;设计并使用了一种新颖的高频功率变压器，通过调整单个变压器的 原边电压使输出整流二极管实现自动均流;设计并使用了容性功率母排，减小了系统中的振荡, 减小了功率母排的发热。控制电路中采用了稳压稳流自动转换方案，实现了输出稳压稳流的 自动切

12、换，提高了电源的可靠性及输出的动态响应，减小了输出电压的纹波。实验取得了令人 满意的结果，其中功率因数可达0.92，满载效率为87%,输出电压纹波小于25mV。不仅如此, 各项指标都达到甚至超过了用户要求,而且通过了有关部门的技术鉴定,现已批量投入生产。 参考文献：1 Jung Goo Cho Chang YongJeong,Fred C YLee. Zero-voltage and zero-current-switching-full bridge PWM controller using secondary active clamp J.IEEE Trans.on Power Elect

13、ronics,2003,13 4 :.2 Unitrode Com. Phase shifted zero voltage transition design considerations and the UC3875 PWM controller Z.Unitrode Products and Application Handbook, Application Note,2003.3 Enrique J Dede. On the design of a high current power supply for superconducting magnet A. 27th Annual IEEE, PESC96Record.C.2003.1:894 2897.