电子线路非线性部分第五版第四章调制与解调

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1、振幅调制与解调、混频、频率调制与解调等电路是通信系统的基本组成电路。它们的共同特点是将输入信号进行频谱变换，以获得具有所需频谱的输出信号，因此，这些电路都属于频率（或频谱）变换电路。根据频谱变换的不同特点，频率变换电路分为频谱搬移电路和频谱非线性变换电路两大类。前者的作用是将输入信号频谱沿频率轴进行不失真的搬移，属于这类电路的有振幅调制与解调电路、混频电路等。后者的作用是将输入信号频谱进行特定的非线性变换，属于这类电路的有频率调制与解调电路等。4.1 频谱搬移电路的组成模型频谱搬移电路的组成模型4.1.1 振幅调制电路的组成模型振幅调制电路的组成模型 振幅调制电路有两个输入信号，一个是输入调制

2、信号 ，它含有所需传输的信息，另一个是输入高频等幅信号（又称载波信号），其中 为载波角频率，为载波频率。振幅调制信号按其不同频谱结构分为普通调幅信号，抑制载波的双边带调制信号，抑制载波和一个边带的单边带调制信号等，其中普通调幅信号是基本的，其它振幅调制信号都是由它演变而来的。()vtccmccmc()cos=cos2v tVt Vf tcc2fcf一、普通调幅信号及其电路组成模型一、普通调幅信号及其电路组成模型1.组成模型组成模型 Om0ac()()cosvtVk vtt式中，Vm0=kVcm是未经调制的输出载波电压振幅，k和ka 是取决于调幅电路的比例常数。为保证不失真，要求 am0()k

3、vtV在数学上，调幅电路的组成模型可由一个相加器和一个相乘器组成，如图所示。AM 为相乘器的乘积常数，A为相加器的加权系数，且A=k，AM AVcm=ka。2、单音调制单音调制mm()coscos2 FvtVtVt 且fc F(一般满足fc F），则输出调幅电压为 Om0amcm0ac()(cos)cos(1cos)cosvtVk VttVMtt式中，Ma=ka 是调幅信号的调幅系数，简称调幅度。图中，是 的振幅，它反映调制信号的变化，称为调幅信号的包络。在输入调制信号的一个周期内，调幅信号的最大振幅为 =，最小振幅为 。m0a(1cos)VMto()v tmmaxVm0a(1)VM m0a(

4、1)VMmmaxmminammaxmmin100%VVMVV调幅度是表征调幅信号的重要参数，它的一般定义式为 式中，Vmmax和Vmmin分别是调幅信号电压的最大振幅和最小振幅。Om0cam0cm0cam0cam0c(t)coscostcos11coscos()cos()22vVtM VtVtM VtM Vt单音调制时调幅信号的频谱由三个频率分量组成：角频率为的载波分量，角频率分别为 和 的上、下边频分量。cc()c()3、复杂音调制、复杂音调制假设 为非余弦的周期信号，其傅里叶级数展开式为()vtmaxnm1cosnnVn t()vtmaxmaxmax/nFF =式中maxmax 2Fmax

5、Om0acm0amnc1(t)()coscoscosnnvVk vttVkVn ttmaxmaxaamcmcc11coscoscoscos2nnnnnnkkVttVntnt 其中BWAM=2Fmax 4、功率、功率222m0acc222m0a0a1()(1cos)cosd21(1cos)(1cos)2P tVMtttVMtPMt在单位电阻上，单音调制时调幅信号电压在载频信号一个周期内的平均功率 上式表明，P(t)是时间的函数。P(t)在一个调制信号周期内的平均功率 2av0a20a0SB11()d(1cos)d221(1)2PP ttPMttPMPP 式中，PSB 是上、下边频电压分量产生的功

6、率，称为边频功率。因而Pav是调幅信号中各频谱分量产生的平均功率之和。二、双边带和单边带调制电路组成模型二、双边带和单边带调制电路组成模型 1、双边带调制、双边带调制上、下边频分量才反映调制信号的频谱结构，而载频分量本身并不反映调制信号的变化。因此，占有绝大部分功率的载频分量是无用的。如果在传输前将它抑制掉，可在不影响传输信息的条件下，大大节省发射机的发射功率。这种仅传输两个边频的调制方式称为抑制载波的双边带调制简称双边带调制。并表示为 Oac()()cosvtk vtt2、单边带调制单边带调制在双边带调制信号的频谱中，上边带和下边带都反映了调制信号的频谱结构，区别仅在于下边带反映的是调制信号

7、频谱的倒置。这种区别对传输信息是无关紧要的。因此，从传输信息的观点来说，还可将其中一个边带抑制掉。这种仅传输一个边带（上边带或下边带）的调制方式称为单边带调制。它除了节省发射功率外，还将已调信号的频谱宽度压缩一半，即 BWSSB=Fmax 单边带调制电路有两种实现模型。一种是由相乘器和带通滤波器组成，如图所示，称为滤波法。其中，相乘器产生双边带调制信号，而后由带通滤波器取出一个边带信号，抑制另一个边带信号。另一种是由两个相乘器、两个90o 相移器和一个相加器组成，称为相移法。若设 =，则由相乘器产生的双边带调制信号为()vtmcosVtO1MmcmcMmcmcc()coscos1cos()co

8、s()2vtA VVttA VVtt由相乘器产生的双边带调制信号为 O2MmcmcMmcmcMmcmcc()cos(-)cos(-)22sintsin1cos()-cos()2vtA VVttA VVtA VVttO1O2MmcmcOO1O2Mmcmc()()cos()()()()cos()vtvtA VVtvtvtvtA VVt叠加，输出为取上边带的单边带调制信号，即 4.1.2 振幅解调和混频电路的组成模型振幅解调和混频电路的组成模型 一、振幅解调电路一、振幅解调电路解调是调制的逆过程。振幅调制信号的解调电路称为振幅检波电路，它的作用是从振幅调制信号中不失真地检出调制信号。图中，为输入振幅

9、调制信号电压，为反映调制信号变化的输出电压。在频域上，这种作用就是将振幅调制信号频谱不失真地搬回到零频率附近。因此振幅检波电路是一种频谱搬移电路，可以用相乘器实现。同步信号必须与输入信号保持严格同步是实现上述电路模型的关键，这种检波电路称为同步检波电路。S()v tO()vt二、二、混频电路混频电路混频电路又称变频电路，是超外差式接收机的重要组成部分。它的作用是将载频为fc 的已调信号 不失真地变换为载频为fI的已调信号 。将 称为中频信号，相应的fI称为中频频率，简称中频。是由本地振荡器产生的本振电压，称为本振角频率，它与fI、fc 之间的关系为S()v tI()v tI()v tLLmL(

10、)cosv tVt fI=fc+fL 或 fI=ffffffffcLcLLcLc时时 其中，fI 高于fc的混频称为上混频，fI 低于fc的混频称为下混频。从频谱观点来看，混频的作用就是将输入已调信号频谱不失真地从fc搬移到 fI的位置上。因此，混频电路是一种典型的频谱搬移电路，可以用相乘器和带通滤波器来实现这种频谱搬移。Ssmoac()()cosv tVk vttLLmL()cosv tVt则当fL fc 时，相乘器的输出电压频谱如图（c）所示。4.1.3 小结小结 振幅调制电路、振幅解调电路、混频电路都属于频谱搬移电路，它们都可以用相乘器和相应滤波器组成的模型来实现。相乘器的两个相乘信号中

11、，一个是输入信号，另一个称为参考信号，相乘器的作用就是将输入信号频谱不失真地搬移到参考信号频率的两边，即两个频率的相加、减，或者说，输入信号频谱向左、右搬移参考信号频率的数值。滤波器则是取出有用分量，抑制无用分量。对于不同的频谱搬移电路，有不同的输入信号，不同的参考信号以及不同类型和要求的滤波器。4.2 相乘器电路相乘器电路 非线性电阻器件构成的相乘器电路根据两个输入信号不同的注入方式，可分为两种类型，一种是两个输入信号电压加到同一器件输入端，利用器件的非线性完成相乘作用；另一种是两个输入信号电压分别加到不同器件输入端，构成两个非线性函数相乘。4.2.1 非线性器件的相乘作用及其特性非线性器件

12、的相乘作用及其特性 一、非线性器件相乘作用的一般分析一、非线性器件相乘作用的一般分析一个非线性器件伏安特性为i=f(v)，式中，v=VQ+v1+v2，VQ为静态工作点电压，v1和v2为两个输入电压。采用泰勒级数展开式为 i=ao+a1(v1+v2)+a2(v1+v2)2+an(v1+v2)n+式中，ao，a1，an，由下列通式表示 1nf vvfVnv V!()()!()ddnnnQQan=()!()!vvnm nmvvmn12012nn mminm nma vvn nmnn mm0012!()!当同时作用着两个输入电压时，器件的响应电流中出现了两个电压的相乘项2a2v1v2。它是由特性的二次

13、方项产生的。但同时也出现了众多无用的高阶相乘项。因此，非线性器件的相乘作用不理想。二、线性时变状态二、线性时变状态ia vna vvnna vvnnnnnnnnn011112212222 2()(!()!)上式就是i=f(VQ+v1+v2)在(VQ+v1)上对v2的泰勒级数展开式，即 i=f(VQ+v1+v2)=f(VQ+v1)+f (VQ+v1)v2+若v2足够小，忽略v2的二次方及其以上各次方项，则12122!()fVv vQ i f(VQ+v1)+f (VQ+v1)v2 式中，f(VQ+v1)和f (VQ+v1)是与v2 无关的系数，是v1的非线性函数，随时间变化，称为时变系数或时变参量

14、。其中，f(VQ+v1)是v2=0时的电流，称为时变静态电流，用 Io(v1)表示；f (VQ+v1)是增量电导在v2=0时的数值，称为时变增量电导，用g(v1)表示。i I0(v1)+g(v1)v2 i与v2之间的关系是线性的，类似于线性器件，但是它们的系数是时变的，因此将这种器件的工作状态称为线性时变。4.2.2 二极管平衡、双平衡电路二极管平衡、双平衡电路 一、二极管平衡电路一、二极管平衡电路下图为二极管平衡电路原理图，图中v1=V1mcos1 t，v2=V2mcos 2 t。v1与两二极管的正方向一致，v2则与D1一致，与D2相反。当V1mV2m时，两二极管的开关状态受v1信号控制。工

15、作在开关状态的二极管可用开关与导通电阻RD串联的电路表示。因此可得 1121121211()()()()ivv Ktivv Kt122112()iiiv Kt21211DL2()2viiiKtRR二、二极管双平衡电路二、二极管双平衡电路 为了进一步抵消组合频率分量，可以采用二极管双平衡电路。下图为二极管双平衡电路图，图中vs2、Rs2和vs1、Rs1分别为R端和L端的信号源和信号源内阻，v1=V1mcos1 t和v2=V2mcos 2 t分别为Tr1和Tr2变压器次级所感应的电压。电路中四只二极管，两两构成单平衡。当V1mV2m时，二极管工作在由v1控制的开关状态。v1与D2、D3的正方向一致

16、，与D1、D4的正方向相反。v2与D1、D2的正方向一致，而与D3、D4的正方向相反。由此可得 21211112113121141211(+)()(-)()()()(-)()ivv Ktivv Ktivv Ktivv Kt，O1423()()iiiiiO211211211112212()2()2()()2()iv Ktv Ktv KtKtv Kt 2O21DL2()2viKtRR 4.2.3 三极管三极管Gilbert电路电路 在差分放大器电路中，如果v1用作为输入信号，v2控制尾电流源并呈线性变化，则差分放大器可构成一个简单的相乘器。在实际电路中尾电流的控制可以用基本镜像电流源实现。一、双极

17、型管一、双极型管Gilbert相乘器相乘器 1、电路组成原理、电路组成原理i=ii=（i1+i3）（i2+i4）=（i1i2）（i4i3）iiivViiivV1251436122ththTT()()iiivV()5612th(T i5i6=Ioth(TvV22)th(TvV12)th(TvV22)i=Io 上式表明，电路输出电流提供了两个输入信号的双曲正切函数的相乘。v1v2vVvV22TT 1 2o2T4v vIV（1）26mV，26mV 当v26mV 时，v/(2VT)0.5 ，th i=v2126mV260mVv（2）26mV，iIVvvVoTTth2221()v2v1（3）26mV，2

18、60mV 11m1cosvVt，V1m260mV 当11cos2xt1tth()K2()iIVvoT22K2(1t)T5、T6管发射极之间接入负反馈电阻RE。为便于集成化，图中还将电流源I0分割成两个I0/2 的电流源 2、扩展、扩展v2的动态范围的动态范围v2=VTln(i5/i6)+ieRE 其中，ln(i5/i6)=ln(1+2 ie/I0)ln(12 ie/I0)满足 2 ie/I00.5 ln(i5/i6)4ie/I0 vV iIi RiRri R242T e0eEeEeeE()允许的最大动态范围为 TE02TE041)41(VRIvVRI3、扩展、扩展v1的动态范围的动态范围进一步

19、扩展v1的动态范围可在上述Gilbert相乘器电路中增加由T7 T10组成的补偿电路。图中T7、T8是将集电极和基极短接的差分对管，它的输出差值电流为 iiIvvV78782KBEBETth()iiivvViiiI1255782thBE1BE2Tk()iiivvViiiI4366782thBE4BE3Tk()iiiiiiiiiI()()()()12435678k()()14141414122I RVvI RVI RVvI RVkE1TkE1ToEToE2Tiv vI R R4121kEE2二、场效应管二、场效应管Gilbert相乘器相乘器i=ii=（iD1+iD3）（iD2+iD4）=（iD1

20、iD2）（iD4iD3）211D1D2D5GSQ1GS(th)1GSQ1GS(th)1211D4D3D6GSQ1GS(th)1GSQ1GS(th)1114114vviiiVVVVvviiiVVVV 222D5D6SSGSQ2GS(th)2GSQ2GS(th)2114vviiIVVVV221212SSGSQ1GS(th)1GSQ2GS(th)2GSQ1GS(th)1GSQ2GS(th)2111144vvvviIVVVVVVVV当v1、v2较小，满足|v1|2(VGSQ1-VGS(th)1)=2VON1和|v2|10dB），动态范围小。4.3.2 三极管混频电路三极管混频电路1、作用原理、作用原理

21、下图是三极管混频器的原理电路。L1、C1为输入信号回路，调谐在fc上。L2、C2为输出中频回路，调谐在fI上。本振电压 接在基极回路中，VBB0为基极静态偏置电压，加在发射结上的电压 。若将vBB0+vL作为三极管的等效基极偏置电压，用vBB（t）表示，称之为时变基极偏压，则当输入信号电压很小，满足线性时变条件时，三极管集电极电流 LLmLcosvVtBEBB0LSvvvviC f(vBE)Ic0(vL)+gm(vL)vs gm(t)中的基波分量gm1与输入信号电压 vs 相乘 LcostsmccosVt12gm1=gm1 VsmLcLccos()cos()tt令 ，得到的中频电流分量为 称为

22、混频跨导 二、电路二、电路三、双栅三、双栅MOS场效应管混频电路场效应管混频电路双栅MOS场效应管有两个栅极，其中一个加输入信号电压vS，另一个加本振电压vL，相应构成的混频电路如图所示。图中，R1R6和滤波电容C1、C2为分压式偏置电路，输出中频滤波器采用双调谐耦合回路。将双栅场效应管用两个级联的场效应管表示。图中，下面管子T2的漏极直接接到上面管子T1的源极上，iD=iD1=iD2，通常T2（加vS）工作在非饱和区。2noxD2GS2GS(th)2DS2DS22()2C WivVvvlDS2noxD2m2DS2GS2=vC Wigvvl一定与晶体三极管混频器比较，双栅场效应管混频器具有混频

23、失真小、动态范围大、工作频率高等优点。4.3.3 混频失真混频失真一般情况下，由于混频器件特性的非线性，混频器将产生各种干扰和失真，包括干扰哨声、寄生通道干扰、交叉调制失真、互相调制失真等。1、干扰哨声和寄生通道干扰、干扰哨声和寄生通道干扰1、干扰哨声、干扰哨声当混频器输入端作用着频率为 fc 的有用信号时，一般情况下，混频器件输出电流中将出现由下列频率通式表示的众多组合频率分量。它们的振幅随着(p+q)的增大而迅速减小。只有一个变换通道（取p=q=1）是有用的，其余大量的变换通道都是无用的，其中有的还十分有害。2、寄生通道干扰、寄生通道干扰当接收机调谐在 fc上，接收频率为 fc的信号时，本

24、振频率应为fL，且fLfcfI。这时，若加到混频器输入端的是频率为fM 的干扰信号，则混频器件输出电流中将出现由下列频率通式表示的众多组合频率分量。在上述众多通道中，若某些通道的p和 q值及其所取的正、负号满足下列关系式 则干扰信号通过这些通道就能将其频率由 fM变换为 fI。通常将这种干扰称为寄生通道干扰。对应于p=0，q=1的寄生通道，相应的fM=fI ，称为中频干扰。对于这种干扰信号，混频器实际上起到了中频放大器的作用，具有比有用信号更强的传输能力。另一个是对应于p=1，q=1的寄生通道，相应的fM用fK表示，其值为 fKfLfIfc2FI 如果将fL想象为一面镜子，则fk就是fc的镜像

25、，故称为镜像频率干扰或对象频率干扰。对于这种干扰信号，它所通过的寄生通道具有与有用通道相同的p和 q值（p=q=1），因而具有与有用通道相同的变换能力。可见，如果上述两种干扰信号能够加到混频器的输入端，混频器就能有效地将它们变换为中频。因而，要对抗这两种干扰信号，就必须在混频器前将它们抑制掉。鉴于它们的危害性，接收机的性能指标中一般都要列出对它们抑制的要求。二、交调失真和互调失真二、交调失真和互调失真1、交调失真、交调失真当混频器输入端同时作用着有用信号vS和干扰信号vM时，混频器除了对某些特定频率的干扰形成寄生通道干扰外，还会对任意频率的干扰信号产生交叉调制失真。若设混频器件在静态工作点上展

26、开的伏安特性为 v的二次方项（2a1vLvS），四次方项（4a4vS+4a4vL+12a4vLvS）及更高偶次方项均会产生中频电流分量，其中12a4vLvS 产生的中频电流分量振幅为3a4VLmVsm，其值与VMm有关。这种失真是将干扰信号的包络交叉地转移到输出有用中频信号上去的一种非线性失真，故将它称为交叉调制失真，简称交调失真。2、互相调制失真、互相调制失真当混频器输入端同时作用着两个干扰信号vM1和vM2 时，混频器可能产生互相调制失真。fpfqfrfsfp,q,r,sLcM1M2 则i中将包含频率由下列通式表示的组合频率分量 其中，除了fLfcfI 有用中频分量外，还可能在某些特定的r

27、和s值上存在着 frfsffLM1M2I引起混频器输出中频信号失真。通常将这种失真称为互相调制失真，简称互调失真。3、三阶互调失真截点、三阶互调失真截点有用输入信号产生的中频电流分量幅度为1/2a2VLmVsm，它与Vsm成正比，而三阶互调失真分量的幅度与输入干扰信号幅度VMm的三次方成正比。输出中频功率分贝数与输入信号功率分贝数呈线性关系，直到1dB压缩点后就逐步趋于平坦，而输出三阶互调失真功率分贝数PIM3与输入干扰功率分贝数PM成三倍的关系，它的斜率为前一特性斜率的三倍。通常将中频功率的延长线与三阶互调失真功率线的交点称为三阶互调截点，相应的互调失真功率用PI M 3表示。4.4 振幅调

28、制与解调电路振幅调制与解调电路4.4.1 振幅调制电路振幅调制电路 振幅调制电路是无线电发射机的重要组成部分。按其功率高低，振幅调制电路分为高电平调幅电路和低电平调制电路两大类。前者置于发射机的末端，要求产生功率足够大的已调信号，后者置于发射机的前端，产生小功率的已调信号，而后通过多级线性功率放大器放大到所需的发射功率。1、高电平调幅电路、高电平调幅电路在调幅发射机中，一般采用高电平调制电路，它的优点是可以不必采用效率较低的线性功率放大器。对高电平调制电路提出的要求除了达到所需调制线性外，还应高效率地输出足够大的已调信号功率。为此，高电平调制电路广泛采用高效率的丙类谐振功率放大器。二、低电平调

29、制电路二、低电平调制电路单边带发射机单边带发射机一般说来，低电平调制电路主要用来实现双边带和单边带调制，对它提出的要求主要是调制线性好，载波抑制能力强，而功率和效率要求则是次要的，其中，载波抑制能力的强弱可用载漏表示，所谓载漏是指输出泄漏的载波分量低于边带分量的分贝数。显然，分贝数越大，载漏就越小。低电平调制电路的种类较多，前面介绍的各种相乘器都可构成性能优良的平衡调制器。4.4.2 二极管包络检波电路二极管包络检波电路对于普通调幅信号来说，它的载波分量未被抑制掉，可以直接利用非线性器件实现相乘作用，得到所需的解调电压，而不必另加同步信号，通常将这种振幅检波器称为包络检波器。目前应用最广的是二

30、极管包络检波器，而在集成电路中，主要采用三极管射极包络检波电路。1、工作原理、工作原理二极管包络检波器的原理电路由二极管 D 和低通滤波器 RLC 相串接而构成的电路。当输入端作用着普通调幅信号电压vS（t）=Vmc(1+Ma )，且其值足够大时，二极管伏安待性可用自原点转折，斜率为gD=(1/RD)的折线逼近。若 RL，则通过二极管导通时vS向 C 充电（充电时间常数为 RDC）和截止时 C 向 RL放电（放电时间常数为 RLC）的不断重复，直到充、放电动态平衡后，输出电压vO（t）便将稳定地在平均vAV上、下按角频率c 作锯齿状波动。通过二极管的电流 i为高度按输入调幅信号包络变化的窄脉冲

31、序列。叠加在vAV上的锯齿状波动则是因低通滤波器非理想滤波特性而由 i 产生的残余高频电压，其中vAV(=iAV RL)由直流电压VAV叠加音频电压 组成，即 costccost1CmcosvVtvAV=VAV+Vmtcos VAV=dVmo Vmd=MaVmo d称为检波电压传输系数或检波效率，其值恒小于1。二、输入电阻二、输入电阻在接收设备中，检波器前接有中频放大器，相应的等效电路如图所示。iS和L1C1R1分别为中频放大器折算到检波器输入端的等效电流源和输出谐振回路。检波输入电阻Ri表示负载效应。若设输入为高频等幅电压vS（t）=，相应的输出为直流电压VA V，则检波器从输入信号源获得的

32、高频功率为Pi=，经二极管的变换作用，一部分转换为有用输出平均功率PL=，其余部分全部消耗在二极管正向导通电阻RD上。i在RD上消耗的功率很小，可忽略，因而可近似认为PL Pi，而VA V Vm，由此便可求得 mccosVtVRm2i/2VRAV2L/Ri12RL Ri的作用是使输入中频谐振回路的谐振电阻由R1减小到（R1/Ri），因此，iS在谐振回路上产生的高频电压振幅由未接检波时的Vm下降到接检波电路后的Vm。为了减小二极管检波器对输入谐振回路的负载效应，必须增大Ri，相应地就必须增大RL。但RL的增大受到检波器中非线性失真的限制。解决矛盾的有效方法是采用三极管射极包络检波电路。其检波物理

33、过程是利用发射结产生与二极管包络检波器相似的工作过程，不同的仅是输入电阻比二极管检波器增大了（1+）倍。三、并联型二极管包络检波电路三、并联型二极管包络检波电路在某些情况下，需要在中频放大器和检波器之间接入隔直流电容，以防止中频放大器的集电极馈电电压加到检波器上。为此，可采用图所示的检波电路。在该电路中，C是负载电容，兼作隔直流电容，RL是负载电阻，与二极管并接，为二极管电流中的平均分量提供通路。这种电路称为并联型电路，而把前面讨论的电路称为串联型电路。当 D 导通时，vS通过D向C充电，充电时间常数为RDC；当 D 截止时，C通过RL放电，放电时间常数为RLC。因而，达到充放电动态平衡后，C

34、上产生锯齿状波动电压vC，该电压的平均值为vA V。其输出电压vO中还包括输入信号直接通过C在输出端产生的高频电压，即vO=vsvC。因而需要在检波器的后续电路中另加低通滤波器将高频成分滤除。同时，由于输入信号源直接在RL上消耗高频功率，因而它的输入电阻比串联型电路小。根据能量守恒原理，实际加到检波器中的高频功率，一部分直接消耗在RL上，一部份转换为有用的输出平均功率，即 VRVRVRm2im2LAV2L22当VA VVm 时 Ri13RL 四、大信号检波和小信号检波四、大信号检波和小信号检波必须指出，只有当输入电压足够大，二极管轮流工作在导通区和截止区时，二极管伏安特性才可以用原点转折的两段

35、折线逼近。因此，将二极管包络检波的这种工作状态称为大信号检波。工程上，可认为输入高频电压振幅大于500mV 以上就能保证二极管检波器工作在大信号检波状态。反之，如果输入高频电压振幅Vm足够小（在几十几mV范围内），二极管伏安特性采用幂级数逼近，即 二极管在整个高频周期内导通，检波器从输入信号源获得的高频功率大部份消耗在RD上，仅有小部分转换为输出平均功率。因此，工程分析时，近似认为加到二极管上的电压vDvS（t）=，将它代入上式，得到二次方项（高次方项忽略）产生所需的平均分量IA V，其值为a2Vm2/2。因而，相应的输出平均电压VA V与Vm 的平方成正比，故称这种检波为平方律检波。当输入为

36、调幅波时，输出平均电压vA V不能正确反映输入调幅波的包络变化，从而产生非线性失真。同时，既然检波器获得的高频功率大部分消耗在RD上，因而可近似认为 mccosVtVRVRm2im2D22即 RiRD。显然，其值小于大信号检波时的数值。五、二极管包络检波电路中的失真五、二极管包络检波电路中的失真当输入为调幅波时，调幅波电压必须足够大，使其包络变化范围内检波器始终工作在大信号检波状态。若调幅电压为 vS（t）=Vm0(1+Ma)，则包络的最小值Vm0(1Ma)应大于大信号检波时所需的电压值。当二极管的导通电压 VD(on)由外加偏置电压予以克服时，该电压值应在500mV 以上。因而，保证大信号检

37、波的条件为Vm0(1Ma)500mV 当解调调幅波时，如果电路参数选择不当，二极管包络检波器还会产生惰性失真和负峰切割失真 1、惰性失真、惰性失真增大RL和C值，可以提高检波电压传输系数和高频滤波能力。但当输入为调幅波时，过份增大RL和C值，由于二极管截止期间C通过RL的放电速度过慢，跟不上输入调幅波包络的下降速度，输出平均电压就会产生失真，通常将这种失真称为惰性失真。因此必须在任何一个高频周期内，C通过RL的放电速度大于或等于包络的下降速度，即 vtVtt tt tOm112、负峰切割失真、负峰切割失真当考虑到检波器和下级放大器连接时，一般采用阻容耦合电路，以避免vA V中的直流分量VA V

38、 影响下级放大器的静态工作点。图中，CC为隔直流电容，要求它对呈交流短路；Ri2为下级电路的输入电阻。如果满足RL1/（C），则检波器的交流负载ZL(j )和直流负载ZL(0)分别为：在这种检波电路中，输出的直流负载不等于交流负载，并且交流负载电阻小于直流负载电阻。六、设计考虑六、设计考虑设计二极管包络检波器的关键在于：正确选用晶体二极管，合理选取RL、C等数值，保证检波器提供尽可能大的输入电阻，同时满足不失真的要求。1.检波二极管的选择2.RL和 C 的选择 4.4.3 同步检波电路同步检波电路同步检波、又称相干检波，主要用来解调双边带和单边带调制信号，它有两种实现电路。一种由相乘器和低通滤

39、波器组成。另一种直接采用二极管包络检波器，它的前提是输入信号vS与同步信号vr叠加，应合成为包络反映调制信号变化的普通调幅信号。为了进一步抵消众多的失真频率分量，可采用平衡式的同步检波电路。可以证明，它的输出解调电压中抵消了2 及其以上各偶次谐波失真分量。必须指出，实现同步检波的关键是要产生出一个与载波信号同频同相的同步信号。对于双边带调制信号来说，同步信号可直接从双边带调制信号中提取出来。对于发射导频信号的单边带调制波来说，可采用高选择性的窄带滤波器从输入信号中取出该导频信号，导频信号经放大后就可作为同步信号。如果发射机不发射导频信号，那么，接收端就只能采用高稳定度晶体振荡器产生指定频率的同步信号，显然，在这种情况下，要使同步信号与载波信号严格同步是不可能的，而只能要求频率和相位的不同步量限制在允许值范围内。