雷达成像技术(保铮word版)第四章 合成孔径雷达

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1、合成孔径雷达合成孔径雷达（Synthetic Aperture Radar，简称SAR）是成像雷达中应用最 多，也是本书讨论的重点。在前几章对雷达如何获取高的距离分辨率和横向分辨 的基础上，从本章开始用三章的篇幅对合成孔径雷达作较详细的讨论。首先，结合工程实际介绍合成孔径雷达的原理。在前面的讨论中已经提到， 根据不同的要求，成像算法（特别是横向成像算法）有许多种，本章只介绍最简 单的距离-多普勒算法的原理，目的是由此联系到对合成孔径雷达系统的要求以 及工程实现方面的问题。合成孔径雷达通常以场景作为观测对象，它与一般雷达有较大不同，我们将 在本章讨论合成孔径雷达有别于一般雷达的一些技术性能和参数

2、。4.1 条带式合成孔径雷达成像算法的基本原理图4.1 合成孔径雷达运动的几何示意图4.1 所示，设 X 轴为场景的中心 线， Q 为线上的某一点目标，载机以 高度H平行于中心线飞行，离中心线 的最近距离 R 为BR = QR 2 + H 2（4.1）当载机位于A点时，它与Q点的斜距 为R = Jr2 + （X - X ）2（4.2）B2式中X为点目标Q的横坐标。当分析中心线上各个点目标的回波状况及成像算法时，可以在包括场景中心 线（即 X 轴）和载机航线的平面里进行。至于场景里中心线外的情况将在后面 说明，这里暂不讨论。一般合成孔径雷达发射线性调频（LFM）脉冲，由于载机运动使其到目标的 距

3、离发生变化，任一点目标回波在慢时间域也近似为线性调频，而且包络时延也 随距离变化，即所谓距离徙动。合成孔径雷达成像算法的任务是从载机运动录取 得到的快、慢时间域的回波数据，重建场景图像，它是二维匹配滤波问题。严格考虑距离徙动的成像算法比较复杂，在实际应用中，一般均根据情况采 用一些较简单的算法，这些将在第五章里系统介绍。在这里我们主要讨论分辨率 较低，距离徙动影响可以忽略的最简单的情况，这时可采用简易的距离-多普勒 基本算法。所谓距离徙动的影响可以忽略不计是指雷达波束扫过某点目标的相干处理 时间里，目标斜距变化引起的距离徙动值小于距离分辨单元长度的1/41/8，即 场景中心线上所有点目标的回波

4、（距离压缩后的）在慢时间域里均位于同一个距 离单元。当然，因斜距改变引起的二次型相位变化还是需要考虑的，即系统的脉 冲响应函数应考虑二次型相位。这种情况下的成像算法是比较简单的，可将回波 信号先在快时间域作脉压匹配滤波，然后再对快时间域的每一个距离单元分别沿 慢时间作方位压缩的匹配处理，于是得到场景的二维图像。在上面的图 4.1 中， 我们提出只对中心线上的目标进行讨论，场景的二维图像当然包括场景里中心线 以外的目标，这将在下一节里说明。脉压匹配滤波可以在时域用回波数据与系统函数作卷积处理，也可以在频域 作乘积处理，由于乘积的运算量小，同时时频域之间的傅里叶变换有 FFT 快速算 法，频域计算

5、用得更多。此外，由于场景有一定宽度，比发射脉冲宽度宽不少， 而沿慢时间录取的数据长度一般也比波束扫过一个点目标的相干积累时间长得 多，即时域信号长度比系统匹配函数长得多，这里应将信号分段处理后再加以拼 接。4.2 合成孔径雷达回波的多普勒特性信号有时域表示和频域表示，一般情况直接获取的是时域信号，通过傅里叶 变换得到它的频谱。合成孔径雷达信号也是如此，快时间表示的发射信号是在时 域生成，而慢时间回波则为载机运动过程中回波的变化序列。通过傅里叶变换， 可以得到快时间频谱（距离谱）和慢时间频谱（多普勒谱或方位谱）。合成孔径雷达信号有它的特殊性，它的回波为众多点目标回波的线性组合， 而对一个点目标来

6、说，其快、慢时间回波均为（或近似为）线性调频信号。对于包络变化和频率变化相对缓慢的线性调频信号，它的瞬时频率分量与频谱中相对 应的分量基本相同，也就是说从慢时间域回波的瞬时多普勒分量可以得回波信号 的多普勒谱，这一性质有助于对复杂情况下成像分析的理解。为此，在这里作较 详细的讨论。如图4.1所示，若沿场景中心线（即图中的X轴）分布有多个点目标，设雷达为正侧视工作，载机沿航线飞行时波束依次扫过各个点目标，并接收到它们的 回波。这些回波的特性相同，只是沿慢时间轴有不同的时延。因此，如果将录取在t-1两面的回波数据，通过傅里叶变换由慢时间域变换到多普勒域，则除线 m性相位有不同的系数（对应于不同的时

7、延）外，频谱结构完全相同。图4.2 （a）示场景中心线上有两个点目标A和B，而在更远处有一个点目标C。在发射LFM脉冲作用下，录取于Ff平面的回波数据的支撑区如图（b）所示，支撑区的横向长度决定于波束扫过的时间，远处的目标时间较长。保持快时间域不变， 通过傅里叶变换从慢时间域变换到多普勒域， 回波数据的支撑区如图（C）所示，前面已经指 出，纵向距离相同的点目标，除线性相位外多 普勒谱结构相同，当然支撑区也相同。第三章支撑区为-2Vf sin tw 助 sin tw ,所以 A、_ C2 C2里已经证明，波束扫过目标的回波数据的频域B两点目标的支撑区相同，而点目标C的支撑 区频域宽度也相同。从上

8、面的讨论可知，多普勒支撑区还和频率 f 有关，频率越高，支撑区长度也越宽。合ABC（c）图4.2点目标及回波数据成孔径雷达一般具有较宽的频带，对于LFM信 号（设调频率为正），图4.2 （c）中的支撑区呈 弧梯形。需要补充说明的是，在上一节的低分 辨简单情况，由于距离分辨率低，信号频带较 窄，信号频率分量对支撑区的影响可以忽略，可将图（c）中的支撑区近似为矩 形，但是在一些高分辨场合，这一近似不成立。将回波数据从慢时间域图（b）变换到多普勒域图（c）,两者之间的 关系还须作一些说明。在慢时间域某一时刻t的回波为波束照射范围内目标的回 m 波之和，按距离远近先后到来；而在多普勒域某一瞬时多普勒

9、f 的回波，为载 d 机飞行录取过程中，雷达斜视角0满足f =竺sin9处的目标的回波。暂讨论雷 dC达载频 f 的情况，这时斜视角0 与多普勒 f 一一对应，即多普勒谱中某一 f 的c d d 分量，为载机飞行录取过程中所有时刻斜视角为0 处的回波的组成，回波也要按 距离远近先后排列。可以看出，沿场景中心线分布的目标，按上述方式录取时， 回波的慢时间不同，但距离是相同的。换一个 f ，它对应的斜视角改变，录取 回波的情况相类似，只是沿场景中心线分布的目标的距离会有所变化，当f二0 d（即斜视角0二0）时，距离是最短的，即各目标与航线的最近距离。上面讨论的是频率为雷达载频 f 时的情况。合成孔

10、径雷达通常用线性调频信c号，且频带较宽，点目标回波的频率随快时间变化，在斜视角相同的情况下， fd与f成正比。因此，任一瞬时点目标快时间域的回波，在t - f平面里表现为斜d线（只有f = 0的分量例外）图4.2 （c）。d上面我们讨论了合成孔径雷达回波信号在慢时间域和在多普勒域中某一分 量的意义。为了得到回波信号的多普勒谱函数，可以将接收到的回波时域信号在 慢时间域作傅里叶变换。由于傅里叶变换是一种线性变换，只要对单个点目标回 波作变换处理即可；而且合成孔径雷达重视的是信号的相位历程，主要研究信号 的相位函数。其实，得胜上面提到的瞬时多普勒与多普勒谱中相对应的分量基本 相同的概念，也可直接得

11、到多普勒域的相位函数。实际上，对慢时间域回波信号作傅里叶变换要用到驻相点法的近似算法，这 一算法与瞬时多普勒与多普勒谱中对应分量基本相同的概念是一致的，当然得到 的结果也相同。4.3 数据录取平面、聚焦平面和成像显示平面合成孔径雷达属于两坐标雷达，场景成像是一个二维平面，在处理过程及其 最后结果都是二维的。实际场景不可能是理想平面，会有高程变化，雷达载体（飞 机、卫星等）更是远高于场景平面，显然其模型是三维的。于是我们会产生一个 问题，我们在实际的三维空间里究竟采用的是哪一个平面，以及它与实际三维空 间之间的关系。实从数据录取、处理到成像显示通常不是用同一个平面。首先是回波的数据 录取平面，合

12、成孔径雷达工作在条带模式时，天线波束指向固定（用得多的是正 侧视），在载机飞行过程中以快时间?和慢时间t为坐标录取平面数据。实际上， m 慢时间只是记录回波的顺序（由于载机过程一定，它等价于合成孔径阵元的空间 坐标），即实际录取的是以快时间t表示的斜距，以及慢时间历程通过处理后得 到的瞬时多普勒。由于瞬时多普勒与回波多普勒谱中对应的分量基本相同，录取 于f -1平面的信息足以描d 述平面内的情况，至于仰角 向的高程信息，一般合成孔 径雷达是得不到的。图4.3数据录取平面、聚焦平面以及成像显示平面的几种选择数据录取平面显然应包 含雷达运动历程的轨线 载机航线，同时将与它平行 的条带中心线包含在内

13、是合 理的。这样，所以用这两条 平行线所成的平面作为数据 录取平面。平面外空间目标 的回波相当以“等距离”和 “等多普勒”的关系映射到 录取平面上。空间的等距离 面为以雷达天线相位中心为 原点、以一定距离值为半径 的球面；而等多普勒面仍以天线相位中心为原点，以载机速度向量为轴线，锥顶角（等于两倍斜视角的余角） 为一定值的圆锥面，一定值的圆锥面与一定值的球面相交，在空间形成等距离- 等多普勒曲线。以与载机速度向量正交的平面为例，此时斜视角为0（即锥顶角 为沢）,它是多普勒等值面。等距离线应为圆弧线（相当于球面波前）由于实际 波束仰角向的波束宽度较小，照射的条带幅宽通常远小于场景距离，球面可近似

14、为平面波。于是，在这一平面里，雷达到场景中心的连线为数据录取平面在该平 面内的横截线，线外目标到数据录取平面的映射，相当于到该连线的垂直投影图 4.3（a）。顺便提一下，数据录取平面是一种提法，它基于载机航线为理想直线，实际 是不可能的，航线总会有起伏，录取面为“曲面”。我们在这里以理想情况说明 原理，下面仍称它为平面。有关录取面起伏的问题将在后面研究。-等多普勒线对于上述与航线垂进法平面以外的空间，它们应当以等距离-等多普勒 线映射到数据录取平面里，而如图 4.4 所示。但在距离较远、范围较小的观测 区域里，等多普勒面近似为一组平行 面，录取平面外的目标沿这些平行面垂 直投影到录取平面上。下

15、面再讨论聚焦平面问题。由于合 成孔径为近场处理，要根据目标离载机航线的远近确定聚焦函数，聚焦平面应与 实际场景平面相一致，使位于场景平面里的目标得到良好聚焦。为此应将录取平 面的数据等效转换到聚焦平面上，如图4.3 （a）所示，将录取目标沿垂直线交 于聚焦平面。对场景目标完成聚焦后，还要选择成像显示平面，即将在聚焦平面的结果转 换到成像显示平面上。成像显示平面可以有多种选择，将聚焦平面选择为成像显示平面是一种合理的选择，这时场景上的点投影到录取平面，后又沿原路转换回到聚焦平面，聚焦 处理完成后即在同平面内显示图4.3 （a）,这时场景平面上的目标保持原状, 场景中有一定高程的目标会有位移。另一

16、种成像显示平面的选择是介乎于数据录取平面和聚焦平面之间，而如图4.3 (c)所示。这时数据录取和聚焦处理两步骤与前面的相同，只是聚焦完成后 再投影到新的成像显示平面。比较上面三种方法可见，第三种方法具有一般性，前两种方法只是它的特例。 如果场景十分平坦，用第一种方法，即选择聚焦平面作为成像显示平面是合理的， 它基本反映了平面场景的面貌。用图2.3 (b)选择数据录取平面作为成像显示 平面的方法，完全是为了简化运算。可以看出，从实际表示目标位置的聚焦平面 投影到数据录取平面，场景纵向长度受到压缩，将原场景中的正方形变成纵窄横 宽的长方形。而图2.3 (c)的中间情况要多一次投影运算，只用在某些特

17、殊需 要的场合。应当指出，区分数据录取平面和聚焦平面基于在有些场合必须考虑聚焦函数 的空变性，如果分辨率要求不同，场景幅度不大，以及波束下视角较小，就可以 直接在数据录取平面作聚焦处理，并在该平面显示场景图像。4.4 场景高程起伏引起的几何失真雷达基本上是基于距离测量的探测设备，一般的合成孔径雷达在垂直平面里 没有仰角分辨率，完全是根据几何关系由距离来确定目标位置，在许多场合不可 避免地产生几何失真。Prg图4.5合成孔径雷达成像 一般用斜距近似表示地 面距离。如图 4.5 所示， 若场景宽度较宽，球面波 效应不能忽略，则用斜距 表示的地面距离是有失 真的，等距球面与地面的 交点是远密近疏。当

18、然， 只要知道场景和载机高度的几何关系，这种几何失真可以通过计算加以校正，但 是如果地面有起伏，且起伏的状况不预知，就会带来一系列问题，这将在下面讨 论。此外，如果图 4.5 球面波间的间隔等于距离分辨率 P ，则地面距离分辨率rp二p /cos屮，其中屮为雷达的下视角；屮越大，地面分辨率也越差。rg r当场景地面有起伏时，用合成孔径雷达成像的几何失真主要有：缩短，错位(b) 900 屮 a0图4.6 地面起伏的距离缩短效应若雷达的下视角为屮，起伏地面的水平倾角为a ,则当(9 0 K )a (。9 0V时在合成孔径雷达所成的图像里会发生缩短现象。图4.6 (a)是0 a 90。屮的情况，而图

19、4.6 (b)是(90。屮)a 90。-屮的场合。从图4.7可见，从 地面距离来说，土包底部B点到雷达的距离较顶部A点为近，但从到雷达的斜距 来说，A点较B点为近，因而在合成孔径雷达图像里发生了错位。由此可见，主 要基于测距的雷达成像和人的目视像在这里有很大不同，而基于测角的光学仪器 成像与目视像是一致的，不会出现上述错位现象。阴影现象发生在aV的场合，如图4.8所示，图中粗线部分是雷达电波照 射不到的，为无回波的阴影区。这里的阴影与目视的阴影不同，后者是外界光源 (如太阳、月亮等)照射不到的地方，而仍处于视角的范围里，而视线视遮挡的图4.7 错位现象部分在图像上是不被显示的上述的一些失真形成

20、了合成孔径雷达图像和光学图像的差别，作图像理解时 应加以注意。4.5 合成孔径雷达的性能指标合成孔径雷达一般以场景观测为目的，在军事应用中还用它来检测和识别目 标（至于动目标检测更是战场感知的重要方面，由于后面还要专门讨论，这里暂 不涉及）。因此，合成孔径雷达的性能和一般雷达相比较，有许多共同性，但也 有不少特殊性。这里只对它的特殊问题展开讨论。合成孔径雷达以成像为目的，它所特有的性能指标主要和图像质量有关，如 散射点的检测能力，散射点的空间分辨能力，散射点的相对定位精度，散射点雷 达截面积的对比度，以及图像的清晰度等。下面围绕这一系列性能指标来讨论合 成孔径雷达。4.5.1 合成孔径雷达的信

21、噪比方程一般雷达，若具有相干匹配的发射-接收系统，其信噪比方程为：SNR =PG2 九 2G Ti(4 兀)3 KTR%4.3)天线增益G与天线面积A有下列关系4.4)4兀AG =宀九2将其代入（4.3）式，得式中SNR =PA2G T（4兀）九2 kTr们4.5）P 平均发射功率，b 目标雷达截面积，T 目标驻留时间，iK 波兹曼常数，T 系统的噪声温度，R 目标到雷达的距离,耳一系统损耗。对于合成孔径雷达，我们要作工程设计的是安装于运动载体的实际雷达，因积分旁瓣的定义是所有能够混迭过来的旁瓣能量和与主瓣能力之比此，暂撇开 “合成孔径”的概念，而来讨论一个具有不大孔径天线的“实际”雷达。问题

22、在 于这一“实际”雷达以合成孔径模式工作时有什么特点。特点之一是以聚焦方式 实现合成孔径，其实这属于发射-接收系统的相干匹配滤波，目标驻留时间（即目标回波的相干积累时间）比一般雷达 长得多。如（4.5）式所示，如果其它 参数不变，由于T的大大加长，何以使i发射平均功率减小很多另一个特点是若合成孔径雷达以 观测场景为目的，雷达目标即场景的杂 波，若合成孔径雷达的距离和横向距积 分旁瓣的定义是所有能够混迭过来的 旁瓣能量和与主瓣能力之比离分辨单 元长度分别为P和P，则地面分辨单 ra 元（相当于目标）的雷达截面积为b =b p（4.6）r0 a COS屮式中G为地面后向散射系数，屮为天线波束射线的

23、下视角。0 合成孔径雷达的目标回波相干积累时间还和其它一些参数有关，若实际天线 横向孔径为D ,则波束在距离R处所张的长度为九R/D ,这也就是合成孔径长度L。若载机速度为V，则L = TV，于是ip =(4.7)a 2TVi将(4.6)式代入(4.5)式，并考虑(4.7)式的关系，雷达信噪比方程又可 写成SNR =PA 2 p G（8兀）V九KTR洛cos屮4.8）上式的特点之一是SNR与横向距离分辨单元长度p无关，这是很显然的，p的 aa 减小会导致“目标”的 RCS 降低，但它会使相干积累时间加长，两者的作用相 消。另一特点是SNR与载机速度V成反比，这是因为载机速度越快，目标驻留 时间

24、就越短，减小了能够利用的信号能量。合成孔径雷达本质上属于搜索模式雷达。对搜索模式雷达，功率孔径积是一 个很重要的参数。合成孔径雷达由于“目标”的特殊性，可从( 4.5)式导出功 率孔径平方积PA2 = (8兀)VKTqR3九(SNR)/ pa(4.9)r0式中功率孔径平方积与距离R的三次方成正比，而不像一般搜索雷达是与距离R 的平方成正比。功率孔径平方积这一参数说明了为了减小所需的平均发射功率，加大天线孔 径是很有效的。天线孔径加大除了要考虑载机的承受能力外，雷达自身也有些因素需要考 虑，因为天线孔径越大，它的波束就越窄。水平方向波束窄，则有效合成孔径长 度短，横向分辨率受到限制；垂直方向窄，

25、则照射的场景幅度就比较短。这些都 是必须注意的。但是在有些场合，由于不容许发生方向模糊和(或)距离模糊(一般均不允 许发生，除非有特殊措施，否则图像会因混迭而模糊)，对天线孔径面积还有最小值的限制。我 们 知 道 ， 载 机 以 速 度 V 飞 行 时 ， 回 波 的 多 普 勒 频 带 为4Vsin(O /2)/九二2V/D。为了不发生方位模糊，最低脉冲重复频率f至少等BW RL 于上述多普勒频带，即f 二 2V / D(4.10)RL 如果条带式合成孔径雷达的最大斜距和最小斜距分别为 R 和 R ，则 fnR - R二Rcos屮，R为条带场景的幅度，屮为天线波束射线的下视角(图4.9)。

26、f n ll由于天线仰角波束宽度为九/ W，W为仰角波束宽度，因此条带幅度R = R九/Wsin屮。由此可得R - R二R九/W tan屮。如果发射脉宽与(R - R )所 lf nf n对 应 的 时 间 小 得 多 ， 则 不 发 生 距 离 模 糊 的 条 件 为T 2 (R-R )二/C九2RW 即雷达的最高重复频率f 为RfnRH4.11)_ WC tan 屮fRH2 R 九合并(4.10)式和(4.11)式，得-RLRH4V九RA C tan屮R4.12)式中A _DW，为天线面积，即天线面积与其它参数有下列关系RRHRL4V九RC tan 屮4.13)比值 f / f 一定大于1

27、，将 f / fRH RLRH RL取为 1 时为方位和距离模糊均不发生时所必须的天线最小面积A 为MIN4.14)人4V九RA MIN C tan屮上式表明，当场景距离远，载体速度高时，天线最小面积将受到较大限制。因此，在机载合成孔径雷达这一要求容易满足，我们讨论这一问题的目的是明确重复频率的原则。而天线合成孔径雷达就不一样了，卫星的速度高、距离远，以 一般的低轨卫星为例，设V _ 7000米/秒，R _ 1000公里，对X _ 0.2米的雷达, 若屮二45 ,则A二187平方米。因此，天线合成孔径雷达一般都采用孔径面积MIN大的天线。还应当指出的是在（ 4.14）式的推导过程中过于临界，实

28、际上比值f / f 十分接近 1 是不好的，应取大一些的数值。RH RL4.5.2 系统脉冲响应合成孔径雷达由于孔径很大，相当于非远场工作，其系统响应是空变的，但 通过一定的变换和处理，可使其响应函数成为非空变的。对于非空变的线性系统， 系统脉冲响应函数可以充分表示它的特性。这一小节我们重点讨论它。合成孔径雷达的处理主要是进行二维脉冲压缩距离维脉冲压缩和横向 距离（方位）维脉冲压缩，而对脉压系统，其响应的主要指标是主瓣宽度的旁瓣 结构。对脉压系统，主瓣宽度主要决定于信号频带及为降低旁瓣所作的幅度加权， 发射信号的频带纣是预先确定的，对于幅度不加权的脉冲（含线性调频信号）， 经匹配滤波脉压后的输

29、出脉冲宽度等于1/甘，但旁瓣电平最高达T3.6dB。为了 降低旁瓣通常作幅度加权，例如n = 5d的泰勒加权，可使最高旁瓣电平降低到 -35dB。但主瓣宽度会展宽1.倍。横向距离（方位）压缩的主瓣宽度主要决定于回波慢时间的多普勒带宽。慢 时间回波的包络不是矩形的，它受实际天线双程波束调制，一般将 3dB 带宽外 的信号由于信噪比不高而加以截除，同时对留下的主要部分作幅度加权，以降低 旁瓣，它的主瓣宽度也要相应展宽。造成主瓣展宽的原因不仅是幅度加权，系统响应的特性误差也有影响，特别 是决定横向分辨的慢时间回波是很难做到十分稳定的，载机的扰动和颠簸使系统 特性失真。对系统的频率特性来说，低频响应影

30、响主瓣，而高频响应影响旁瓣结 构。对主瓣影响最大的是低次相位误差，其中一次线性相位误差，主要影响成像 点的位置，造成几何失真；二次相位误差对主瓣形状的影响最大，它会使主瓣展 宽。计算表明，若信号时间两端因二次相位畸变造成的相位差达 ，则主瓣增 宽 倍；若该相位差达 ，则主瓣增宽 倍。因此，实际脉压宽度主要考虑这两 方面的影响，总的增宽为两个倍数相乘（近似为两个尾数相加）。旁瓣的影响严格地说是二维的，应在二维平面考虑。不过系统一般是二维可分离的，例如波数函数可写成xyGx 匕 by Qy)，50045040035030025020015010050图4.10 二维系统脉冲响应函数50 100 1

31、50 200 250 300 350 400 450 500可以分别通过傅氏 变换转换到像域， 它仍然是二维可分 离的。两个坐标正 交的脉压函数相乘 后得到的二维脉冲 响应函数如图4.10所示，其中Y和X轴的截面即距离和横向距离的脉冲响应， 这两个轴上旁瓣较高，称为旁瓣主轴方向，而平面的其它部分称为中间区，其旁 瓣值为相应两主轴旁瓣的乘积，它们的数值是很小的。上面是系统为理想时的情况，系统特性误差的影响又如何呢？合成孔径雷达 有它的特点，距离旁瓣结构受实际雷达接收系统的影响，它和载机运动的慢时间 基本上没有关系；而横向距离旁瓣结构受载机运动扰动的影响，它对雷达接收特 性也基本没有影响。也是说，

32、由于系统高频特性误差影响的旁瓣结构也基本上是 二维可分离的，它们会使两主轴上的旁瓣电平有所提高，但在脉冲响应二维平面 里，主轴旁瓣电平远高于中间区这一事实是不会改变的。系统衰减产生的旁瓣结构，一般是无规律的杂乱旁瓣。实际上，有规律的误 差，如载机机身作正弦摆动，从而使慢时间回波相位或振幅出现附加的尖峰旁瓣。 这时应找到误差根源加以补偿。另一问题需作一些补充，对回波信号作快时间或慢时间采样，其采样率均基 于不发生频谱混迭，例如在一个距离单元长度采样1到1.5次。图4.11 (a)是 对一脉冲响应函数采样，所得离散值的形状与原包络相比相去甚远，这会影响图 像的质量。为了使采样离散值的形状接近于原包

33、络，应作插值处理。简单的插值 方法是在谱域加0以增长谱域数据，再变换到像域得到间隔较密的离散值图 4.11(b)是加倍0的例子。a）（b）图 4.11旁瓣电平过高在一般雷达里是产生虚假目标，因强点目标的旁瓣电平可能和 弱目标相比拟，这在合成孔径雷达里同样存在，主要考虑峰值旁瓣。由于在一般 雷达里已经讨论过，这里不再重复。合成孔径雷达是以获取场景的清晰图像为主要目的，它不像一般雷达那样通 过动目标检测处理滤除固定杂波，集中精力观测少数动目标（也可能包含虚警）， 而是将所有杂波作为需要的“目标”全部显示出来。这时考虑附近目标旁瓣的影 响就不是孤立的点目标，而是周围一定区域里的散射点回波。因此，这时

34、应考虑 积分旁瓣。积分旁瓣的定义是所有能够混迭过来的旁瓣能量和与主瓣能力之比。 前面提到，在二维系统响应平面里，主轴旁瓣比中间区旁瓣大得多，只要考虑两 个主轴旁瓣就可以了。因此，积分旁瓣可以将距离维和横向距离维分开来分析。从上述可知，对某观测点有影响的主要是两个主轴方向一定区域内所有散射 点的旁瓣，即统计意义上的积分旁瓣。积分旁瓣主要影响图像中回波特弱的区域， 图 4.12 （ a ）为不考试积分旁瓣时的，设中间一段为无回波区只有接收机噪声， 图（b）表示周围区域积分旁瓣渗入的情况。积分噪声是乘性噪声，它随主瓣强 度增加而加大的，当无回波区周围杂波很强时，所渗透过来的积分旁瓣噪声常强 于接收机

35、噪声。有关乘性噪声的问题在下一小节里还要讨论。a）b）图 4.12 说明积分旁瓣的影响4.5.3 噪声合成孔径雷达的噪声会影响图像的清晰度，需要考虑的噪声有加性噪声和乘 性噪声，加性噪声主要是接收机内部噪声，它与一般雷达相同，这里不再重复。 乘性噪声除上一小节讨论过的积分旁瓣外，还有因方位和（或）距离模糊混迭效 应产生的噪声，以及信号数字化过程中 A/D 变换器截尾和饱和，与运算器截尾 产生的量化噪声。前面已经提到，雷达重复频率应适当，以免出现方位或距离模糊，但那里是 针对波束主瓣 3dB 波束宽度而言的，如果考虑波束主瓣边沿以及旁瓣，波束覆 盖范围要宽得多，即在慢时间域有宽得多的普勒频带。同

36、样原因，仰角上方的主 瓣波沿和旁瓣会使接收到的杂波距离延伸很多，以至于下一周期的主回波相混 迭。当然，这些混迭过来的旁瓣分量的回波要比主瓣回波弱很多，但它们还是可 能形成对图像质量有影响的噪声。这种噪声的强度随主杂波电平而改变，也属于 乘性噪声。信号处理器的采样率也有类似问题，奈奎斯特采样常依据信号的主频带，其 边沿部分，特别对高频拖尾的信号采样会有混迭。滤波特性通带不方整和旁瓣过 高也会引入相邻杂波分量。另一类乘性噪声是数字化和运算过程中产生的量化噪声。运算器有一定的字 长，在运算过程 会产生截尾噪声，由于一般采用浮点运算，截尾声噪声为乘性 噪声。A/D变换器有量化噪声和饱和噪声，雷达接收机

37、有自动增益控制，将输入 到 A/D 变换的杂波调整在最佳电平，使量化噪声与饱和噪声之和最小，因此它 也属于乘性噪声。当杂波为高斯分布、且接收增益调整到最佳电平时，量化噪声 比量化的数字位数有关，为每一位-5dB。例如，A/D变换为6位，则量化噪声 比为 -30dB。乘性噪声的大小都以噪声和信号强度的比值来表示，称为乘性噪声比（MNR）,例如积分旁瓣比（ISLR）,模糊噪声比（AMBR）和量化噪声比（QNR）。 总的乘性噪声比等于MNR=ISLR+AMBR+QNR4.15）对图像中的某一区域来说，量化噪声是当地杂波产生的，积分旁瓣是邻域杂 波产生的，而模糊噪声是远处杂波混迭过来的。不管这些噪声来

38、自何处，它们混 合成一个与原图像完全不同的图像而成为干扰。而影响图像的清晰度，还可能在 原图像回波特弱的区域（如湖面、空阔广场）里产生虚假目标。为此，应对合成 孔径雷达的各部分提出要求，使总的乘性噪声比低于一定电平。表4.1 是一个典 型例子。表 4.1 系统的乘性噪声比噪声来源工作状况局部乘性噪声比距离向孔径效应-35dB； n =5泰勒权-27.4dB方位向孔径效应-35dB； n =5泰勒权-27.4dB距离向宽带相位误差0.03 rad（RMS）-30.4dB方位向宽带相位误差0.07 rad（RMS）-23.1dB距离向宽带相对幅度误差5%（RMS）-26.0dB方位向宽带相对幅度误

39、差4%（RMS）-28.0dBA/D 变换器6 bits-30.0dB量化噪声数字运算器32 bit 浮点-60.0dB距离模糊PRF 按仰角方向图正确选择-50.0dB方位模糊PRF 按方位方向图正确选择-30.0dB处理模糊滤波和采样-40.0dB总乘性噪声比-18.2dB表 4.1 表明，乘性噪声比中的一些主要分量滤波的旁瓣特性外，系统衰减的 影响不可忽视，而后者在实际里是更难控制的。此外，合成孔径雷达里还有一种乘性噪声，称为“相干斑”噪声。这种噪声 的形成原理与一般雷达里的复杂目标“闪烁”现象相类似。合成孔径雷达的一个 分辨单元用一个强度值表示，实际上，虽然分辨单元不大，它里面通常还是

40、存在 多个散射点，单元的回波为各个散射点子回波的向量和。因此，单元总的回波强 度与雷达的视角有关，视角改变会使子回波间的相位关系发生变化。在少数场合， 使多数子回波基本同相相加，从而出现了特大尖峰。即使是平坦的农田或沙滩， 在合成孔径雷达图像里，也会出现一些点状亮斑，通称“相干斑”。相干斑是由 于相干合成产生的，在光学图像里就不存在这种斑点。抑制相干斑最直接的方法 是采取多视处理，即将波束分成几个子波束，对每个子波束录取的数据单独成像， 利用各子波束视角的微小差别，这些差别对场景基本没有影响，但改变了分辨单 元内各散射点子回波之间的相位关系（因为雷达波长通常比分辨单元小得多，小 的视角变化可使子回波间的相位差发生大的变化），使同一分辨单元的回波强度 值发生变化。将各子波束所得图像作非相干相加，会对强度起伏的背景起到平均 作用，使相干斑得到抑制。一般情况下，用“四视”平均可使相干斑明显减弱。 需要指出的是这种抑制相干斑的方法是以牺牲横向分辨率为代价的，“四视”工 作将使横向分辨率降低到原来的四分之一。针对相干斑噪声的特点，在图像后处理也有一些有效的去噪方法。这已经不 属于本书范围，这里不再讨论。