车载逆变器的设计与实现

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1、摘 要随着经济水平的提高，汽车正逐渐成为人们的日常交通工具。然而人们随身携带的电器例如手提电脑却不能直接使用汽车上的电源。因此开发一款经济实用的车载逆变器是很有必要的。本文简要介绍了现代逆变技术的发展情况，然后描述了车载逆变器的功能实现和参数设计并提供了一种简单易行的大功率稳压逆变电路。本文主要对车载逆变器进行研究，将逆变器分为逆变电路和控制系统。逆变电路采用单相全桥逆变电路，使用MOSFET管完成逆变过程。控制系统采用TL494来产生逆变过程中所需的SPWM（正弦脉冲宽度调制）波形。经试验和仿真证明，该车载逆变器技术性能优良，质量可靠，有较高应用价值。关键词：车载逆变器TL494MOSFET

2、SPWMAbstractWith the development of economic, cars are becoming peoples daily transportation. However, appliances peoplecarried such as laptop computers cant use the power source of car directly.Therefore the development of an economical and practical car inverter is necessary.This paper describes t

3、he development of mondern inverter technology briefly,and then describe the function of car inverter parameter design and implementation and provides a simple high-power inverter circuit.This paper studies car inverter, the inverter is divided into inverter circuit and the control system. The invert

4、er adopt single phase full bridge inverter circuit, inverter completion the process with MOSFET.The control system uses TL494 to generate SPWM (sinusoidal pulse width modulation) waveform required by inverter process.The test and simulation show that the car inverter technology with excellent perfor

5、mance, reliable quality, a higher value.Keywords: car inverterTL494MOSFETSPWM目 录第1章 绪 论11.1 现代逆变技术概述1 现代逆变技术的概念1 现代逆变技术的分类1 车载逆变器简介21.2 本文主要研究内容21.3 逆变电源技术性能指标及主要特点3第2章 系统主要器件52.1 TL 494PWM集成控制器5 简介5 主要特性5 工作原理简述5 管脚配置7 回路控制工作原理92.2 场效应管（MOSFET）10 功率场效应管结构10 功率场效应管工作原理112.2.3 MOSFET的发展状况11第3章 控制系统17

6、3.1 控制系统的重要性173.2 逆变器的SPWM控制17 正弦脉冲宽度调制17 生成SPWM波的机理18 调制过程特征20 载波比22 样本的频率23 调制形式事件24第4章 电路设计与实现274.1 逆变器基本结构和原理27 基本结构27 电路工作原理284.2 分支电路设计284.2.1 TL494外围电路28 逆变电路30第5章 总结与展望335.1 全文总结335.2 研究展望33参考文献37附录 整机电路图39第1章 绪 论1.1 现代逆变技术概述1.1.1 现代逆变技术的概念直流-交流（DC-AC）变换电路，又称逆变器（inverter），是能够将直流电能变换为交流电能的装置。

7、随着各行各业对控制技术的发展和操作性能要求的提高，许多行业的用电设备都不是直接使用通用的电网电源提供的交流电作为能源，而是通过各种形式对其进行变换，从而得到各取所需的电能形式，逆变电路是其主要组成部分。现代逆变技术是建立在工业电子技术、半导体器件技术、现代控制技术、现代电力电子技术、半导体交流技术、脉冲宽度调制技术（SPWM）、磁性材料等学科上的一门实用技术。现代逆变技术包括三部分内容：控制技术、半导体功率集成器件及其应用、功率变换技术。1.1.2 现代逆变技术的分类1逆变技术的分类方式很多，主要分类方式叙述如下。1. 按逆变器输出交流的频率分为：工频（50-60 Hz）逆变、中频（400-几

8、十kHz）逆变个高频（几十kHz到几十MHz）逆变；2. 按逆变器输出交流能量的去向分为：无源逆变和有源逆变；3. 按逆变器功率的流动方向分为：单向逆变和双向逆变；4. 按逆变器输出电压的波形分为：正弦波逆变和非正弦波逆变；5. 按逆变器输出电压的电平分为：二电平逆变和多电平逆变；6. 按逆变器输出交流的相数分为：单相逆变、三相逆变和多相逆变；7. 按逆变器输入与输出的电气隔离分为：非隔离性逆变、低频连逆变和高频连逆变；8. 按逆变器输入直流电源的性质分为：电压源逆变和电流源逆变：9. 按逆变器的电路结构分为：单端式逆变、推挽式逆变、半桥式逆变和全桥式逆变；10. 按逆变器的功率开关管分为：大

9、功率晶体管（GTO）逆变、晶闸管（SCR）逆变、可关断晶闸管（GTR）逆变。功率场效应管（MOSFET）逆变和绝缘栅双极晶体管（IGBT）逆变。11. 按逆变器的功率开关管工作分式分为：硬开关逆变、谐振式逆变、和软开关逆变；12. 按逆变器的控制方式分为：脉冲宽度调制(PWM)逆变、脉频调制(PFM)逆变、和数字逆变。1.1.3 车载逆变器简介2本文对现代逆变技术进行了概述，根据逆变过程的技术指标，设计车载逆变器。车载逆变器（Power Inverter）是一种能够将 DC12V 直流电转换为和市电相同的 AC220V 交流电，供一般电器使用，是一种方便的车用电源转换器。车载电源逆变器在国外市

10、场受到普遍欢迎。在国外因汽车的普及率较高，外出工作或外出旅游即可用逆变器连接蓄电池带动电器及各种工具工作。中国进入WTO 后，国内市场私人交通工具越来越多，因此，车载逆变器电源作为在移动中使用的直流变交流的转换器，会给你的生活带来很多的方便，是一种常备的车用汽车电子装具用品。通过点烟器输出的车载逆变器可以是 20W 、40W 、80W 、120W 直到150W 功率规格的。再大一些功率逆变电源要通过连接线接到电瓶上。把家用电器连接到电源转换器的输出端就能在汽车内使用各种电器象在家里使用一样方便。1.2 本文主要研究内容本文对现代逆变技术进行了概述。根据车载逆变器技术指标，完成车载逆变器的设计。

11、为了缩短整个逆变器的开发过程时间，采用了美国德克萨斯仪器公司开发的数字PWM产生芯片TL494来完成系统的脉冲触发环节。由于车载电源中逆变器作为二次电源使用，其输入脉动直流电流污染了直流电源，这必然要影响到电器的使用，为了使输入电流平稳和谐波降低到允许值，必须设置输入滤波器。逆变器的输出电压波形，除了含基波分量之外，还有各次谐波分量。这将导致总谐波畸变度（THD）超出允许范围，为了抑制谐波，并且使输出波形基本达到正弦，必须设置输出滤波器。在本文中，主要对逆变过程进行详细阐述。1.3 逆变电源技术性能指标及主要特点31. 输入：12V直流（汽车蓄电池）2. 输出：220V交流3. 功率：400W

12、4. 具有输入过压保护和输出过压保护，稳定性好5. 有过热保护6. 可作为多种电器的通用电源，通用性好。第2章 系统主要器件2.1.1 主要特性41. 集成了全部的脉宽调制电路。 2. 片内置线性锯齿波振荡器，外置振荡元件仅两个（一个电阻和一个电容）。 3. 内置误差放大器。 4. 内止5V参考基准电压源。5. 可调整死区时间。6. 内置功率晶体管可提供500mA的驱动能力。 7. 推或拉两种输出方式。2.1.2 工作原理简述TL494是一个固定频率的脉冲宽度调制电路，内置了线性锯齿波振荡器，振荡频率可通过外部的一个电阻和一个电容进行调节，其振荡频率如下：输出脉冲的宽度是通过电容CT上的正极性

13、锯齿波电压与另外两个控制信号进行比较来实现。功率输出管Q1和Q2受控于或非门。当双稳触发器的时钟信号为低电平时才会被选通，即只有在锯齿波电压大于控制信号期间才会被选通。当控制信号增大，输出脉冲的宽度将减小。控制信号由集成电路外部输入，一路送至死区时间比较器，一路送往误差放大器的输入端。死区时间比较器具有120mV的输入补偿电压，它限制了最小输出死区时间约等于锯齿波周期的4%，当输出端接地，最大输出占空比为96%，而输出端接参考电平时，占空比为48%。当把死区时间控制输入端接上固定的电压（范围在03.3V之间）即能在输出脉冲上产生附加的死区时间。脉冲宽度调制比较器为误差放大器调节输出脉宽提供了一

14、个手段：当反馈电压从0.5V 变化到3.5时， 出的脉冲宽度从被 死区确定的最大导通百分比时间中下降到零。两个误差放大器具有从-0.3V 到（Vcc-2.0）的共模输入范围，这可能从电源的输出电 压和电流察觉得到。误差放大器的输出端常处于高电平，它与脉冲宽度调制器的反相输入端进行“或”运算，正是这种电路结构，放大器只需最小的输出即可支配控制回路。图2.1.1 TL494内部原理图当比较器CT放电，一个正脉冲出现在死区比较器的输出端，受脉冲约束的双稳触发器进行计时，同时停止输出管Q1和Q2 工作。若输出控制端连接到参考电压源，那么调制脉冲交替输出至两个输出晶体管，输出频率等于脉冲振荡器的一半。工

15、作于单端状态，且最大占空比小于50%时，输出驱动信号分别从晶体管Q1或Q2取得。输出变压器一个反馈绕组及二极管提供反馈电压。在单端工作模式下，当需要更高的驱动电流输出，亦可将Q1和Q2并联使用，这时，需将输出模式控制脚接地以关闭双稳触发器。这种状态下，输出的脉冲频率将等于振荡器的频率。图 电路时序图TL494内置一个5.0V的基准电压，使用外置偏执电路时，可提供高达10mA的负载电流，在典型的0-70温度范围50mA温漂条件下，该基准电压源能提供5%的精度。2.1.3 管脚配置如图所示，1、2脚是误差放大器I的同相和反相输入端；3脚是相位校正和增益控制；4脚为死区时间控制端，其上加03.3V电

16、压时可使截止时间从2%线怀变化到100%；5、6脚分别用于外接振荡电阻电阻 电阻，物质对电流的阻碍作用就叫该物质的电阻。电阻小的物质称为电导体，简称导体。电阻大的物质称为电绝缘体，简称绝缘体。 全文和振荡电容电容 电容（或电容量, Capacitance）指的是在给定电位差下的电荷储藏量；记为C，国际单位是法拉（F）。一般来说，电荷在电场中会受力而移动，当导体之间有了介质，则阻碍了电荷移动而使得电荷累积在导体上；造成电荷的累积储存，最常见的例子就是两片平行金属板。也是电容器的俗称 ；7脚为接地端；8、9脚和11、10脚分别为TL494内部两个末级输出三极管三极管 三极管是一种半导体电子器件，有

17、3个引脚，晶体三极管分别为集电极（c)，基极（b)，发射极（e），电子三极管分别为屏极、栅极、阴极。能够把微弱信号放大成辐值较大的电信号，也称双极型晶体管,晶体三极管。 全文集电极和发射极；12脚为电源电源 电源是向电子设备提供功率的装置，也称电源供应器，它提供计算机中所有部件所全文供电端；13脚为输出控制端，该脚接地时为并联单端输出方式，接14脚时为推挽输出方式；14脚为5V基准电压输出端，最大输出电流10mA；15、16脚是误差放大器II的反相和同相输入端。引 脚符 号功 能典型电压（V）1V1(+)误差放大器1信号输入端（同相输入端）2.62V1(-)误差放大器1信号输入端（反相输入端）

18、2.63VOUTC误差放大器1和2输出信号补偿原件连接端44CONT死区控制信号输入端，所加控制电压可调输出脉冲宽度0.35CT振荡器外接震荡电容连接端，与6脚外接的电阻一起可产生频率f=1.1/RC的锯齿波信号幅度为0.44的锯齿波6RT振荡器外接震荡电阻连接端，见5脚说明3.77GND基准电源电路接地端08CA推挽电路输出信号端A，输出电压可达40V，电流为200mA，（反相输出）015V的脉宽调制波9EA推挽电路输出信号端A，属同相信号输出端010EB推挽电路输出信号端B，属同相信号输出端011CB推挽电路输出信号端B，输出电压可达40V，电流为200mA，（反相输出）与8脚等幅相位差1

19、80的脉冲波12VccIN工作电源输入端2513OUTCON输出方式设定信号输出端。当该脚接基准电压是，输出呈推挽型，输出方波最大占空比为48%；当该脚接地时，内部两个输出晶体管呈并联工作，输出电流可达400mA，最大占空比为96%514+5+5V基准电源输出端，可输出5V的基准参考电压515V2(-)误差放大器2误差信号输入端（反相信号端）5.416V2(+)误差放大器2误差信号输入端（同相信号端）0表 TL494集成电路引脚功能和数据5名称代号极限值单位电源电压VCC42V集电极输出电压VC1 VC242V集电极输出电流IC1,IC2500mA放大器输入电压范围VIR-0.3 到+42 V

20、功耗PD1000mW热阻RJA80/W工作结温TJ125存贮环境温度Tstg-55到+125工作环境TL494CTL494ITA0到+70-25到+85额定环境温度TA45表 TL494的极限参数2.1.4 回路控制工作原理6回路控制器的方框图如图2.1.3所示。被控制量（如压力、流量、温度等）通过传感器交换为05V的电信号，作为闭环回路的反馈信号，通过有源简单二阶低通滤波电路进行平滑、去除杂波干扰后送给TL494的误差放大器I的IN+同相输入端。设定输入信号是由TL494的5V基准电压源经一精密多圈电位器分压，由电位器动端通过有源简单二阶低通滤波电路接入TL494的误差放大器I的IN-反相输

21、入端。反馈信号和设定信号通过TL494的误差放大器I进行比较放大，进而控制脉冲宽度，这个脉冲空度变化的输出又经过整流滤波电路及由集成运算放大器构成的隔离放大电路进行平滑和放大处理，输出一个与脉冲宽度成正比的、变化范围为010V的直流电压。这个电压就是所需要的输出控制电压，用它去控制执行电路，及时调整被控制量，使被控制量始终与设定值保持一致，形成闭环单回路控制。图 回路控制器方框图2.2 场效应管（MOSFET）2.2.1 功率场效应管结构功率场效应管或功率MOSFET，是从用于信号处理的小功率MOSFET晶体管基础上发展起来的，是基于单极性工作原理的电力电子器件。比起小功率的MOSFET原型或

22、者说是器件元胞尺寸要比小功率双极型电力电子器件小得多，处理功率也要低得多。为了能够处理较大的功率，功率MOSFET需要比电力晶体管更多的元胞，因此功率MOSFET的工艺技术远比电力晶体管复杂，制造成本也更高。为了提高器件的工作电压和降低导通损耗，器件的结构采用了类似电力晶体管的垂直结构。图是N沟道功率MOSFET（简称VMOSFET）结构示意 图2.2.1 N沟道功率MOSFET结构示意 图2.2.2 MOSFET代表符号图功率MOSFET是由两个背靠背的PN结构成的，其中间的半导体区域不像电力晶体管那样注入少数载电流，而是通过对其施加垂直方向的电场来改变导电性质来连通两个原本孤立的半导体导电

23、区域。2.2.2 功率场效应管工作原理要使增强型N沟道MOSFET工作，要在G、S之间加正电压VGS及在D、S之间加正电压VDS，则产生正向工作电流ID。改变VGS的电压可控制工作电流ID。 若先不接VGS(即VGS0)，在D与S极之间加一正电压VDS，漏极D与衬底之间的PN结处于反向，因此漏源之间不能导电。如果在栅极G与源极S之间加一电压VGS。此时可以将栅极与衬底看作电容器的两个极板，而氧化物绝缘层作为电容器的介质。当加上VGS时，在绝缘层和栅极界面上感应出正电荷，而在绝缘层和P型衬底界面上感应出负电荷。这层感应的负电荷和P型衬底中的多数载流子(空穴)的极性相反，所以称为“反型层”，这反型

24、层有可能将漏与源的两N型区连接起来形成导电沟道。当VGS电压太低时，感应出来的负电荷较少，它将被P型衬底中的空穴中和，因此在这种情况时，漏源之间仍然无电流ID。当VGS增加到一定值时，其感应的负电荷把两个分离的N区沟通形成N沟道，这个临界电压称为开启电压(或称阈值电压、门限电压)，用符号VT表示(一般规定在ID10uA时的VGS作为VT)。当VGS继续增大，负电荷增加，导电沟道扩大，电阻降低，ID也随之增加，并且呈较好线性关系。因此在一定范围内可以认为，改变VGS来控制漏源之间的电阻，达到控制ID的作用。由于这种结构在VGS0时，ID0，称这种MOSFET为增强型。另一类MOSFET，在VGS

25、0时也有一定的ID(称为IDSS)，这种MOSFET称为耗尽型。2.2.3 MOSFET的发展状况MOSFET在1960年由贝尔实验室的D. Kahng和 Martin Atalla首次实作成功，这种元件的操作原理和1947年萧克莱（William Shockley）等人发明的双载子晶体管（Bipolar Junction Transistor, BJT）截然不同，且因为制造成本低廉与使用面积较小、高整合度的优势，在大型积体电路（Large-Scale Integrated Circuits, LSI）或是超大型积体电路（Very Large-Scale Integrated Circuits

26、, VLSI）的领域里，重要性远超过BJT。从MOSFET的命名会使人产生错误的印象，因为MOSFET里代表“metal”的第一个字母M在当下大部分同类的元件里是不存在的。早期MOSFET的栅极（gate electrode）使用金属作为其材料，但随著半导体技术的进步，现代的MOSFET栅极早已用多晶硅取代了金属。MOSFET在概念上属于“绝缘栅极场效晶体管”（Insulated-Gate Field Effect Transistor, IGFET），而IGFET的栅极绝缘层有可能是其他物质而非MOSFET使用的氧化层。有些人在提到拥有多晶硅栅极的场效晶体管元件时比较喜欢用IGFET，但是这

27、些IGFET多半指的是MOSFET。MOSFET里的氧化层位于其通道上方，依照其操作电压的不同，这层氧化物的厚度仅有数十至数百埃不等，通常材料是二氧化硅（SiO2），不过有些新的进阶制程已经可以使用如氮氧化硅（SiON）做为氧化层之用。今日半导体元件的材料通常以硅为首选，但是也有些半导体公司发展出使用其他半导体材料的制程，当中最著名的例如IBM使用硅与锗的混合物所发展的硅锗制程（SiGe process）。而可惜的是很多拥有良好电性的半导体材料，如砷化镓（GaAs），因为无法在表面长出品质够好的氧化层，所以无法用来制造MOSFET元件。当一个够大的电位差施于MOSFET的栅极与源极之间时，电场

28、会在氧化层下方的半导体表面形成感应电荷，而这时所谓的“反型层”就会形成。通道的极性与其漏极与源极相同，假设漏极和源极是n-type，那么通道也会是n-type。通道形成后，MOSFET即可让电流通过，而依据施于栅极的电压值不同，可由MOSFET的通道流过的电流大小亦会受其控制而改变。有一段时间，MOSFET并非模拟电路设计工程师的首选，因为模拟电路设计重视的性能参数，如晶体管的转导或是电流的驱动力上，MOSFET不如BJT来得适合模拟电路的需求。但是随著MOSFET技术的不断演进，今日的CMOS技术也已经可以符合很多模拟电路的规格需求。再加上MOSFET因为结构的关系，没有BJT的一些致命缺点

29、，如热破坏。另外，MOSFET在线性区的压控电阻特性亦可在积体电路里用来取代传统的多晶硅电阻，或是MOS电容本身可以用来取代常用的多晶硅绝缘体多晶硅电容，甚至在适当的电路控制下可以表现出电感的特性，这些好处都是BJT很难提供的。也就是说，MOSFET除了扮演原本晶体管的角色外，也可以用来作为模拟电路中大量使用的被动元件。这样的优点让采用MOSFET实现模拟电路不但可以满足规格上的需求，还可以有效缩小芯片的面积，降低生产成本。随著半导体制造技术的进步，对于整合更多功能至单一芯片的需求也跟著大幅提升，此时用MOSFET设计模拟电路的另外一个优点也随之浮现。为了减少在印刷电路板（PCB）上使用的积体

30、电路数量、减少封装成本与缩小系统的体积，很多原本独立的类比芯片与数位芯片被整合至同一个芯片内。MOSFET原本在数位积体电路上就有很大的竞争优势，在类比积体电路上也大量采用MOSFET之后，把这两种不同功能的电路整合起来的困难度也显著的下降。另外像是某些混合讯号电路，如类比/数位转换器，也得以利用MOSFET技术设计出效能更好的产品。 近年来还有一种整合MOSFET与BJT各自优点的制程技术：BiCMOS也越来越受欢迎。BJT元件在驱动大电流的能力上仍然比一般的CMOS优异，在可靠度方面也有一些优势，例如不容易被“静电放电”（ESD）破坏。所以很多同时需要复噪声信号处理以及强大电流驱动能力的积

31、体电路产品会使用BiCMOS技术来制作。过去数十年来，MOSFET的尺寸不断地变小。早期的积体电路MOSFET制程里，通道长度约在几个微米的等级。但是到了今日的积体电路制程，这个参数已经缩小了几十倍甚至超过一百倍。2006年初，Intel开始以65纳米的技术来制造新一代的微处理器，实际的元件通道长度可能比这个数字还小一些。至90年代末，MOSFET尺寸不断缩小，让积体电路的效能大大提升，而从历史的角度来看，这些技术上的突破和半导体制程的进步有著密不可分的关系。基于以下几个理由，我们希望MOSFET的尺寸能越小越好。第一，越小的MOSFET象征其通道长度减少，让通道的等效电阻也减少，可以让更多电

32、流通过。虽然通道宽度也可能跟著变小而让通道等效电阻变大，但是如果能降低单位电阻的大小，那么这个问题就可以解决。其次，MOSFET的尺寸变小意味著栅极面积减少，如此可以降低等效的栅极电容。此外，越小的栅极通常会有更薄的栅极氧化层，这可以让前面提到的通道单位电阻值降低。不过这样的改变同时会让栅极电容反而变得较大，但是和减少的通道电阻相比，获得的好处仍然多过坏处，而MOSFET在尺寸缩小后的切换速度也会因为上面两个因素加总而变快。第三个理由是MOSFET的面积越小，制造芯片的成本就可以降低，在同样的封装里可以装下更高密度的芯片。一片积体电路制程使用的晶圆尺寸是固定的，所以如果芯片面积越小，同样大小的

33、晶圆就可以产出更多的芯片，于是成本就变得更低了。虽然MOSFET尺寸缩小可以带来很多好处，但同时也有很多负面效应伴随而来。1. 次临限传导由于MOSFET栅极氧化层的厚度也不断减少，所以栅极电压的上限也随之变少，以免过大的电压造成栅极氧化层崩溃。为了维持同样的性能，MOSFET的临界电压也必须降低，但是这也造成了MOSFET越来越难以完全关闭。也就是说，足以造成MOSFET通道区发生弱反转的栅极电压会比从前更低，于是所谓的次临限电流造成的问题会比过去更严重，特别是今日的积体电路芯片所含有的晶体管数量剧增，在某些VLSI的芯片，次临限传导造成的功率消耗竟然占了总功率消耗的一半以上。2. 芯片内部

34、连接导线的寄生电容效应传统上，CMOS逻辑门的切换速度与其元件的栅极电容有关。但是当栅极电容随著MOSFET尺寸变小而减少，同样大小的芯片上可容纳更多晶体管时，连接这些晶体管的金属导线间产生的寄生电容效应就开始主宰逻辑门的切换速度。如何减少这些寄生电容，成了芯片效率能否向上突破的关键之一。3. 芯片发热量增加当芯片上的晶体管数量大幅增加后，有一个无法避免的问题也跟著发生了，那就是芯片的发热量也大幅增加。一般的积体电路元件在高温下操作可能会导致切换速度受到影响，或是导致可靠度与寿命的问题。在一些发热量非常高的积体电路芯片如微处理器，目前需要使用外加的散热系统来缓和这个问题。 在功率晶体管（Pow

35、er MOSFET）的领域里，通道电阻常常会因为温度升高而跟著增加，这样也使得在元件中pn接面导致的功率损耗增加。假设外置的散热系统无法让功率晶体管的温度保持在够低的水平，很有可能让这些功率晶体管遭到热破坏的命运。4. 栅极氧化层漏电流增加栅极氧化层随著MOSFET尺寸变小而越来越薄，目前主流的半导体制程中，甚至已经做出厚度仅有1.2纳米的栅极氧化层，大约等于5个原子叠在一起的厚度而已。在这种尺度下，所有的物理现象都在量子力学所规范的世界内，例如电子的穿隧效应。因为穿隧效应，有些电子有机会越过氧化层所形成的位能障壁而产生漏电流，这也是今日积体电路芯片功耗的来源之一。5. 制程变异更难掌控现代的

36、半导体制程工序复杂而繁多，任何一道制程都有可能造成积体电路芯片上的元件产生些微变异。当MOSFET等元件越做越小，这些变异所占的比例就可能大幅提升，进而影响电路设计者所预期的效能，这样的变异让电路设计者的工作变得更为困难。第3章 控制系统3.1 控制系统的重要性现代逆变系统中，控制系统和主电路一样重要，这两部分只有互相配合，共同工作，才能完整的实现逆变过程，二者缺一不可。逆变系统的设计不仅受逆变主电路的形式、主开关器件的类型和逆变频率的影响，而且还取决于选取的功率变换的技术种类。逆变系统的设计应包括主电路的设计、控制电路的设计以及各个电路环节的设计。对于现代逆变系统，主电路设计好以后，就能确定

37、其传递函数，一般的逆变控制系统的输出反馈环节都是线性环节。本章主要研究逆变器的控制机理。3.2 逆变器的SPWM控制3.2.1 正弦脉冲宽度调制电源应用的变革确立了脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation）即PWM技术的重要地位，并且赋予了电子变流技术强大的生命力，产品几乎涵盖了所有的开关电源、斩波器及电流变换器等领域。始于1975年推广应用正弦脉宽调制（Sinusoidal PWM 简称SPWM）以来，经多年研究发展的历程，正弦逆变技术也渐趋成熟而服务于广泛的交流应用场合，涉及民用、商用、军用及科研四大板块，人们也真实的感受到系统性能的改善、能源转换效率的提高和电磁污染的减

38、少或净化，也为应用的持续发展奠定了坚实的基础，并且越来越多的与其他科学领域相互关联、相互交叉和相互渗透，继而应用系统逐渐朝高性能、高效率、大功率、高频化和智能化的方向发展，同时随着工程发展的日益需求，对逆变系统提出了更高的要求。由于正弦交流量是典型的模拟量，传统发电机难以完成高频交流电流输出，而功率半导体器件于模拟状态工作时产生的动态损耗剧增，于是，用开关量取代模拟量成为必由之路，并归结为脉冲电路的运行过程，从而构成了运动控制系统中的功率变换器或电源引擎。电工学认为，周期性的非正弦交流量是直流、正弦波和余弦波等分量的集合，或者是非正弦波也可以分解为相位差和频率不同的正弦波以及直流分量。不良波形

39、或失真严重的正弦交流量必然产生大量的低次、高次及分数谐波，丰富的谐波分量与基波叠加的情景使得正负峰值几乎同时发生，换向突变时急剧的运动状态将对负载造成冲击并导致负载特性的不稳定或漂移，又加重了滤波器件的负担，损耗也随之增大，非但降低了电网的功率因数，还对周边设备造成不良影响。在高频化和大功率电力变换场合，装置内部急剧的电流变化，不但使器件承受很大电磁应力，并向装置周围空间辐射有害电磁波污染环境，这种电磁干扰（Electro Magnetic Interference 简称EMI）还会引发周围设备的误动作及造成电能计量紊乱。抑制谐波和EMI的防御仍为重要课题或技术指标。3.2.2 生成SPWM波

40、的机理7SPWM的理论基础是面积等效原理。即冲量相等而形状不同的窄脉冲家在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。图3.2.1形状不同而冲量相同的各种窄脉冲图3.2.2面积等效原理当正弦基波与若干个等幅的三角载波在时间轴上相遇时，并令正弦波的零点与三角波的峰点处于同相位（图3.2.3），所得的交点表达为时间意义上的相位角和对应的瞬时幅值，交点间的相位区间段表示以正弦部分为有效输出的矩形脉冲群。图中虚线表示PWM的基波分量。图3.2.3单相单极性SPWM的波形图3.2.4单相双极性SPWM的波形SPWM波的基本概念是每一周期的基波与若干个载波进行调制（载波的数量与基波之比即为载波比），并依次按正弦函

41、数值定位的有效相位区间集合成等幅不等宽且总面积等效于正弦量平均值的正弦化脉冲序列。对应于正弦量的正负半周，实施双路调制或单路分相处理及放大后，控制驱动功率开关器件运行，滤波后流经负载的电流即为正弦波电流。图3.2.5单相桥式PWM逆变器电路3.2.3 调制过程特征8正弦波方程表示为：式中 ：瞬时值；：正弦波的最大值；：角频率（等于2）；：随时间而变的电气角；：相位角（t=0时的相位角为初相角）。由（图）可知，正弦基波的零点和三角载波的峰点与时间起点相重合，故初相角为，当最大值为1，最小值为-1或剔除所有无效变量后，正弦方程将简化为单纯的正弦曲线： sin（） （3.1） 其中: ：正弦曲线与某

42、一直线交点的瞬时值； （）：正弦曲线与某一直线交点的相位角。核对其/处的最大瞬时值仍然为1（负半周为1），显然，正半周期内幅值区间的上下限分别为（，）；正半周相位区间内的上下限分别为（，）。从而在纯坐标条件下，调制仅为坐标区间数量的关系而与时间或频率无关。由（图）可知，形似等腰三角形的三角载波是由许多直线相交叉形成的，因为交叉点以外的线段处于无效区间，所以不具备调制的一般意义。由于载波比（N）是人为选定的，因而N的变化将影响直线的数量（n）、直线的倾角、直线与直线相交后交叉点的相位角和正弦曲线与某一直线交点的相位角（）。又由于三角波的直线线段相交后交叉点的最大幅值与正弦曲线等幅，故所有直线交叉

43、点位于正弦曲线正半周区间内各自的相位角的上限和下限（，0）成对应的比例；正弦曲线正半周区间（，0）内的直线与直线相交后交叉点的相位角分布均匀。所以，正弦曲线正半周内的各直线相交后交叉点位于各自相位区间内幅值的上下限同样为（，）。同理 ，负半周的数值分析相同。于是，所有直线均可写成n个标准的斜截式直线方程：yx （3.2） 根据直线角系数的关系式和每一直线段的相位区间得各直线已知的相位角和两个交叉点的幅值坐标，即可求得各直线各自的斜率（）和常数项（b），从而确定所有完整的直线方程如下：（） （3.3）缘于正弦曲线与n个直线相交后需要求解n个交点（）的目标坐标值（x，y），而且必须同时满足式（1）

44、和式（3）或是正弦曲线与各直线的各个交点（）的坐标值必须重合，即：正弦曲线中的某一（）点的坐标值（x，y）必须等于对应的某一直线段中（）点的坐标值（x，y），或者是：sin（）= （） （3.4）就以上调制形式中求解的结果，交点（x）的值即相位角是时间的函数；交点（y）的值即对应时间的瞬时值或临界点，以此取得的按正弦函数值定位的不等宽序列脉冲的对偶边沿就是期望的控制信号角。由此取得对应的瞬时幅值（y）似乎毫无意义，但是，对于模拟控制方法则是一个极为重要的过渡参数。可以想象，SPWM波的数理依据或可信度是首屈一指的。3.2.4 载波比载波比N（或称调制比）表示为一周期正弦基波与若干个三角载波数量

45、之比：N=/ （3.4）是一个人为设定的、能够直接观察到的数字量。在单脉冲（方波）交流状态下，每周期交流量内包含有正负半周各一个脉冲，尚可理解为N=2，考虑到正负半周的对称性，故N不能为奇数。又由于脉冲边沿的对偶性，N也不能为分数。当N=4时，正负半周各占两个等幅等宽脉冲，因而仅能理解为单纯型多脉冲形式的波形结构。 又当N=6时，正负半周才各占有三个而且是自身对称的等幅不等宽的脉冲序列。所以，形成SPWM波的N必然是或以上的偶数正整数数列，即自起始端向上递增的N数列为+。由于N数列中依次相邻而又相互错位间隔的低位（NL）与高位（NH）数列存在明显的个性差异，从而形成了+和+两个系列的偶数数列。

46、NL数列每周期正弦量内调制得的周期脉冲总数等于N或三角载波的周期总数（图3.2.3），而NH数列的调制结果则位于正弦波峰值处出现的无效的（）单个交点 ，不能组成对偶的脉冲边沿（图3.2.6）。于是，NH数列调制得的周期脉冲总数为N-2（正负半周各一个），由此得依次相邻的低、高位载波比（NL和NH）调制所得的半周期脉冲总数相同（表3.2.1），而且必然是奇数。其内容的特殊性为NH数列位于正弦曲线峰值处都有两个脉冲合并而成，并且其时间量将小于两个三角波周期的时间量之和。由于两者的特征既存在共性又有明显的个性差异，这一共性造就了N的理解仅为一个概念性的量值数据，其个性的差异将为实施带来更为复杂的论证

47、过程。当N有限提高时，其正弦量面积平均值的理论精度、谐波分量和输出波形的失真程度将随之减小。图3.2.6 NH数列调制结果NNL610141822NH812162024半周期脉冲数357911表3.2.1 N与半周期脉冲数的关系3.2.5 样本的频率由于有载波比的存在，SPWM波的频率特征具有双重性。流经负载的正弦量频率即为系统的输出频率，具备正弦交流概念的频率特征，计量单位仍为Hz/s。与其相关联的涉及功率器件、滤波器件及辅助设备。各种不同的负载有其不同的频率要求，这也是逆变应用的终极目的。故输出频率的拓展具有重要意义，并由实际的运行效果得以体现。当系统需要随机或实时的闭环运行时，输出目标波

48、形的频率将被取样并回馈。逆变环节的功率器件执行完成一周期正弦量输出则相当于完成正负半周叉开的若干个开关作业的和数或周期脉冲数，操纵功率器件的周期脉冲数量与输出频率之积即是直流脉冲形式的开关频率，其计量单位也为Hz/s。与功率器件输入端相关联的涉及驱动、放大、控制信号、保护和计数电路。当控制失当时，系统将发生故障。在输出频率给定的条件下，N越大则开关频率越高，输出正弦量平均值的精度也越高，输出电流的波形失真和谐波分量将减小。然而，过高的开关频率意味着很大的动态损耗，因为脉冲边沿运行的短暂时刻仍然是模拟量，所以，开关频率不能也难以无限提高。同时又由于受到功率器件本身频率参数值的制约，尤其是高频领域

49、的应用，将会发现指标对功率器件频率参数值的极大的依赖性。由此，就控制策略而言，开关频率或N理当作首要的考虑。误差或失真总是与精度相互关联、相互依赖和相互制约的，最初通过数学运算获得的平均值的理论精度，当N18或20时其理论精度（2.0105/及2.0084/）已经相当的理想了。然而，实际应用的效果总是难以令人满意，这当然是由诸多原因引发的结果。由于SPWM波不连续的运行状况存在一定的脉动率，虽然由滤波电路支撑其持续性，但是，仍然有高次谐波产生，虽然影响并不大，但也会影响正弦波波形的失真度而危及环境。 当平均值的实际误差足够小时，在忽略器件内阻的前提下，有效值总是大于由直流母线侧电压值换算所得的

50、值。实际的波形因素与正弦波的波形因素之比表达为SPWM波的波形畸变率（THDu），一般情况下，400V正弦交流量的THDu应5，这也是制约系统性能客观的评估指标和提高实际精度必须考虑的关键因素。倘不考虑波形畸变率，那么，整个设计将陷于混乱。在高频化和大功率电力变换场合相同的负载条件下，SPWM装置内部的正弦函数值相对于方波显得缓慢的电流变化，对装置周围空间的EMI会有极大的改善。在现行标准的制约下，抑制谐波和EMI的防御仍为重要课题或技术指标，因而，务须引起关注。3.2.6 调制形式事件调制幅值的宏观误差将造成输出波形的失真，当正弦曲线的幅值大于三角载波幅值时，会出现过调制现象，这时脉冲序列的

51、占空度全部增大，并且有可能遗失几个大占空比脉冲的小关断时间而形成大占空比脉冲的合并（图3.2.7(a)）。相反，当欠调制时，所有序列的脉冲占空度减小而显得稀疏。特别是NH数列调制的结果（图4.2.6）将出现正弦量峰点处的单个空操作交点（）分解为两个有效交点而形成对偶的两个开关边沿（图3.2.7(b)），并导致峰点突变为谷点断裂的反常现象。因此，通常应将正弦基波的幅值误差取向负值并取消NH数列的无效的单个交点，确保略正弦峰值小于三角载波峰值，以达正常调制和波形失真最小。 （a） (b)图3.2.7 调制误差为满足半周期正弦量自身的对称性，调制过程中正弦曲线与直线的定位原则上不允许产生宏观相位差，

52、以确保调制精度的效果趋近理论计算值。当曲线与直线的初相角产生相对的相位差时，犹如正弦曲线与锯齿波相调制，其中有曲线与直线和曲线与垂线相交，由此造成的结果是所有开关角都发生位移，输出波形的对称度遭到破坏，波形失真及其他量值误差也随之增大。据载波比调制过程的曲线规律思考，为要提高量值精度和有效抑制低次谐波，粗糙的起始端N应予规避，只有在高频域应用时才考虑N24。在每周期内脉冲数相同的情况下，鉴于抑制谐波的相对效果，合理选择NL或NH序列的调制方式同样重要，尽可能使量值误差和波形失真为最小。第4章 电路设计与实现4.1 逆变器基本结构和原理4.1.1 基本结构逆变电路的主要功能是将直流电转换为交流电

53、。逆变系统的核心是逆变开关电路，或者叫逆变电路。通过电力半导体的开通与关断，实现逆变功能。电力半导体的开通与关断需要一定的脉冲信号，产生这个脉冲信号的电路称为控制电路。除此之外，逆变电路还包括保护电路、辅助电路、输入电路等等。图4.1.1逆变系统基本结构框图下面对主要部分做主要介绍：1. 输入电路逆变主电路输入为直流电，可以是直流电网、蓄电池或者是直流发电机，此时输入电路包括滤波电路和EMI电路；如果是交流电网整流之后获得的直流电，则出了上述电路之外还应包含整流电路。2.控制电路控制电路的功能是按要求产生和调节一系列的控制脉冲来控制逆变器的开通与关断，从而配合逆变器完成逆变过程。控制电路与逆变

54、主电路一样重要。3.逆变电路电路主体部分，主要实现从直流电向交流电的转换。通过控制电路输出的一系列脉冲控制两对晶体管轮流导通完成转换，是电路核心部分。4.保护电路保护电路主要包括：输入过压、输入欠压；输出过压、输出欠压；过载保护；过流和短路保护；过热保护。4.1.2 电路工作原理9系统采用TL494芯片产生PWM脉冲信号控制全桥电路以50Hz频率交替导通。该电路都是利用TL494的输出端作为逆变电路工作状态的控制端。将输入12V直流电转换为50Hz交流电，再由变压器得到220V/50Hz的交流电供用电器使用。其中输入过压保护电路、输出过压保护电路、过热保护电路构成电路的保护电路。一旦输入电压过

55、大或过小时，保护电路立即启动，停止逆变器的工作。过热保护是当电路工作温度过高时，启动保护电路时逆变器停止工作。4.2 分支电路设计4.2.1 TL494外围电路电路结构如图4.2.1所示，1,2脚构成稳压取样、误差放大系统，正相输入端1脚输入逆变器次级取样绕组整流后输出的15V直流电压，经可变电阻R1，R2（1.8K）分压，使1脚在逆变器正常工作时有4.75.6V的取样电压。反向输入端脚2输入4V基准电压（由14脚引出）。当输出电压降低时，1脚输入电压降低，误差放大器输出低电平，通过PWM电路使输出电压升高。正常时1脚电压为5.4，2脚电压值为5V，3脚电压为0.06V。此时输出的AC电压为2

56、35V（方波电压）。第4脚外接电阻R6(10M)，R4(10K)，C2(0.01)设定死区时间。当引脚4上的电压为13V时，振荡器输出的锯齿波电压低于引脚四上的电压，经死区比较器，会使输出晶体管关断，限制了输出方波脉冲宽度的增大。当引脚的电压为0是，输出方波脉冲的死区时间的占空比固定为3%。第5、6脚外接CT,RT设定振荡器三角波频率为50Hz。正常时，5脚的电压值为1.75V，6脚的电压为3.75V。7脚为共地端，直接接地。8脚和11脚为内部驱动输出三极管集电极，第12脚为TL494前级供电端，此三端通过开关S控制TL494的启动/停止，作为逆变器的控制开关。当S1关断时，TL494无任何脉

57、冲输出。S1接通时，此三脚电压值为蓄电池的正极电压（12V）。9脚10脚为输出三极管的射极，输出两列不同时序的脉冲信号，用来控制MOSFET的开启。正常时电压为1.8V。第13,14,15脚其中14脚输出5V的基准电压，13脚有5V高电平，控制门电路，内部的RS触发器输出两路不同时序的驱动脉冲信号，用于推挽开关电路。第15脚为误差放大器的反向输入端，接5V基准电压，以使同相输入端16脚构成高电平保护输入端。在此电路中，当16脚的输入大于5V的高电平时，可通过稳压作用降低输出电压，或关断驱动脉冲从而实现保护电路的作用。在它激逆变器中输出超压的可能性几乎为零，故该电路中16脚未用，由R8（10K）

58、直接接地。图4.2.1 TL494外围电路4.2.2 逆变电路10电路结构如图4.2.2所示，该变换电路采用全桥式电路，每路并联两个MOSFET管。电路采用完全对称式结构，9脚10脚为输出三极管的射极，输出两列不同时序的脉冲信号，用来控制MOSFET的开启，两路三极管交替导通，工作频率为50Hz，目的在于得到50Hz的交流电。上下两部分工作过程完全相同，选取其中一部分说明，简化如图图4.2.2 逆变主电路图4.2.3 简化图上下两部分工作过程完全相同，选取其中一部分说明，简化如图，当9脚输出高电平时，两个MOSFET的栅极有正偏压，晶体管导通，另一半电路因为没有脉冲信号而关闭，电压无法输出。但

59、此时上半电路有电压输出。上下两部分电路以50Hz交替导通,产生50Hz的交流电。由于TL494芯片生成是正弦脉冲信号，所以电路产生的不是正弦波而是脉冲波，在输出时需要经滤波后使用。这里场效应管可选用60V/30A任何型号的N沟道MOSFET。限流电阻选用10K。第5章 总结与展望5.1 全文总结本文主要研究了逆变器的逆变过程，给出了一种简单易行的车载逆变器的设计，具体工作如下：1. 控制电路选用TL494芯片为核心器件，输出理想的SPWM脉宽波形。2. 选择MOSFET构成逆变器主电路，完成AC-DC的变换过程。3. 研究了SPWM的原理及控制方式，分析了脉宽波的形成过程并简要分析，以及可能出

60、现的调制事件。4. 从硬件入手设计了主电路和控制电路的实现，对电路各部分做具体分析。本研究具有很广阔的发展空间和巨大的市场价值，并从硬件及各种器件的选择和合理使用做了细致的研究，保证输出标准的正弦波，使车载逆变器具有体积性能可靠的求点。但是本逆变器仍然存在一些不足，有待于改进，比如说参数的合理匹配，这是很难解决和实现的问题，没有最合适的参数匹配，只有相对好或者更好。还有逆变器的抗干扰性能，对于恶劣条件及不可预期情况还未做测试，待测试后才能做更深入的进行改进。本文提出了良好的逆变器电路方案和详细的实现手段，但是要完成整个产品的批量生产和广泛应用，还需要再验证再改进的过程。5.2 研究展望作者认为

61、本逆变器今后的研究工作可以从以下几个方面展开：本车载逆变器是一个直流变交流再经过交流升压的过程，那么变压器的体积、重量和性能对逆变器具有很大的影响，目前国内外有很多关于高频链的研究，如果能很好的应用到本逆变器上，那么对于车载逆变器的发展将提供更好的空间，会更多的减小体积和重量，对高频化的逆变器有很大益处。如果能在电路中加上闭环控制器，比如PID 控制器，那么一定会很大提高逆变器的自校正和自调节能力，做到快速响应，但是要考虑到成本问题，如果性价比不够好的话，仍然不能满足消费者的需求，市场前景也不会广阔。还有就是参数配置问题。这是任何电子产品不断调整不断发展的必然，经过大量的实践和经验累积，参数配

62、置会做到更好。参考文献1 曲学基，曲敬铠，于明扬，逆变技术基础与应用，电子工业出版社，2008年3月2 李丹青，车载逆变器的研究，西南交通大学硕士研究生学位论文，2005年4月3 由一，车载逆变器及其应用，电源技术应用，2010年6月4 徐德鸿，马皓，汪槱生，电力电子技术，科学出版社，2006年8月5 叶斌，电力电子应用技术，清华大学出版社，2006年5月6 汝长青，基于软开关技术的车载逆变器的研究，辽宁工程技术大学硕士研究生学位论文，2004年12月7 何中一，SPWM逆变器控制技术研究，南京航空航天大学研究生学位论文，2005年2月8 吴栋梁，朱传裕，江苏省常熟市，正弦脉宽调制（SPWM）波的基本要素，2008年5月9 丁成伟，山东大学控制科学与工程学院，高 鹤，山东建筑大学，赵吉利，山东青州卷烟厂，一种实用的车载逆变器的设，设计天地，2008年3月10 王兆安，刘进军，电力电子技术，机械工业出版社，2009年11 林辉，王辉，电力电子技术，武汉工业大学出版社，2002年附录 整机电