移相全桥电感箝位的软开关电路设计

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1、移相全桥电感箝位的软开关电路设计摘要： 本文介绍了一种移相全桥电感箝位的软开关电路，该电路采用二极管和电感的第二绕组将电感电压箝位，以此在输出二极管反向恢复结束时，提供一个能量释放的通道，避免了输出二极管关断时产生的尖峰和振荡，减少了二极管损耗，提高电路的性能和可靠性。本电路适用于一次电源、工业电源、电力操作电源等采用的全桥移相电路。关键词：电感电压箝位 移相全桥 二极管反向恢复 一. 适用范围该单元电路普遍适用于移相全桥电路。二. 规范满足的技术指标（特征指标）使用指标为：输入直流电压范围：400435Vdc输出电压：4258V开关频率：100kHz输出电流：最大60.5A输出功率：2900

2、W三. 详细的电路图图1电路图说明：1. HV+/HV-DCVOUT为PFC直流母线电压正/负+48V输出端；2. VO+/VO-为DCDC直流输出电压正/负+48V端。3. 输出为R237电阻的1脚，图中电路输出为12V，可以驱动光耦或者直接做为电平控制，其他应用场合需要进行匹配电路设计。四. 工作原理和参数计算（一）：背景传统的移相全桥电路（图2）是一种十分优秀的DCDC变换器，利用辅助电感能量来实现开关管的零电压开关，减小了开关管的开关损耗。它具有电路和控制简单、开关管容易实现软开关、电路效率高、EMI小等优点，被誉为最佳的DCDC变换器之一。传统的移相全桥电路已经批量应用，其设计已经十

3、分成熟。可是由于增加了辅助电感，在副边二极管反向恢复过程时，二极管会产生了较大的电压尖峰和振荡，增大了二极管开关损耗，使电路的EMI变差。如果提高二极管耐压， 二极管的反向恢复时间更长，会使电路的性能更差。图2: 传统的移相全桥电路 为此提出了一些解决方法，如采用软恢复的输出二极管、采用RC吸收等等。Richard Redl等【1】提出的二极管箝位电路（图3）是一种较好的解决方案。他采用在变压器和电感之间增加两个箝位二极管，使输出二极管在反向恢复时间存在电感的多余能量释放到输入电源中，使输出二极管的尖峰电压箝位。In-Dong Kim等【2】提出的第三绕组变压器电压箝位电路（图4）也是一种十分

4、优秀的解决方法。他采用四个箝位二极管和一个箝位绕组，使原边的变压器电压被箝位在一定比例的输入电压，其比例关系可以通过箝位绕组的匝数来调节。图3:二极管箝位的移相全桥电路图4:变压器第三绕组箝位的移相全桥电路在图1电路，它采用谐振电感的箝位绕组来实现谐振电感的电压箝位，在保留原有软开关特性同时，同样能解决二极管反向恢复带来的问题，故称之为“谐振电感箝位的软开关移相全桥电路”。在谐振电感支路串一个电阻是为了保证电路在每个开关周期中，将谐振电感的多余能量及时消耗掉，消除二极管反向恢复造成的影响，提高了电路的可靠性。本电路也可以不串联电阻（如图5），但电路可靠性不如有串联电阻的电路。图5:不串电阻的电

5、感电压箝位的移相全桥电路二：方案原理图5为我们采用的谐振电感箝位软开关电路，其特点是在传统的移相全桥电路的谐振电感上增加一个第二绕组箝位绕组，箝位绕组的一端与桥臂的中点连接，另一端通过两个二极管分别箝位在正负输入母线上。谐振电感与箝位绕组的匝比为k，一般取k1。图1为典型的实用电路，电路中在箝位电感回路中串联一个电阻。我们将以图5为例，介绍一下本电路的工作原理。对于移相全桥电路，器件本身的寄生参数在开关转换过程中对电路的特性有显著的影响，因此我们首先考虑器件的寄生参数的影响，给出等效的电路图进行分析。考虑寄生参数，图5电路可以简化等效为如下的电路（图6），其中Cs为等效的寄生电容。图6:等效的

6、电感电压箝位移相全桥电路结合图6的等效电路，将整个电路划分为多个电路模式进行具体分析，在此给出关键几个过程的分析：模式1：t0时刻 能量反馈结束模式2：t0-t1 电流线性上升阶段Q1Q3均已经导通，t1时刻电感电流ILr达到Io/n, 由于谐振电感绕组与箝位绕组绕组匝比k1，因此D6不会导通。模式3：t1-t2 输出二极管反向恢复阶段 由于输出二极管存在反向恢复特性，因此DR2不能马上关断，因此变压器继续被短路，电感电压为输入电压，原边谐振电感的电流继续线性上升，DR1的电流也继续线性上升，DR2有一个线性上升的反向电流，各个电流的关系式同模式2。 经过trr时间后，即t2时刻，二极管反向恢

7、复结束，此时：图7: 模式3阶段的等效电路和电流方向模式4：t2-t3 谐振阶段 由于寄生电容的存在，原边电流需要向变压器的寄生电容充电，副边电流向DR2的反向结电容和RC吸收电路充电，因此谐振电感与等效的电容寄生参数Cs谐振。图9: 模式4阶段的等效电路和电流方向此时：当VcsVin时，谐振电感电压降至零并开始反向，此时箝位二极管准备D5导通，此阶段结束，电感电流达到最大值。模式5：t3-t4 箝位阶段 t3时刻箝位二极管D5导通，此时变压器和寄生电容的电压被箝位在Vin，谐振电感多余的能量通过D5和Q1回路释放。为了加快多余能量的释放，在此增加了电阻Rc，因此：其中Vds1为Q1的开通漏源

8、压降，Vdf5为D5的正样导通电压。如果采用图5电路不要R限流，则Lr的电流下降方式为：从上面几个公式看，增大谐振电感和箝位绕组的变比k，有利于使电感的多余能量尽快释放完毕。在t4时刻，D5的电流降至零，D5零电流关断（DCM）。为使D5在Q1关断前的电流降至零，可以通过调整比例系数k和电阻值来保证。 图9: 模式5阶段的等效电路和电流方向模式6：t4-t5 功率输出阶段模式7:t5-t6 谐振阶段1 t5时刻，Q1管关断，此时C1充电，C2放电，直至Q2的体二极管D2导通。此时谐振电感承受反压，电感电流减小。由于变压器电流受输出电感箝位，因此寄生电容Cs向变压器放电，寄生电容电压下降。此时C

9、1、C2、Cs和Lr均参与谐振。模式8:t6-t7 谐振阶段2 t6时刻Q2的体二极管导通，C1C2退出谐振。此阶段Q2可以零电压开通，Lr Cs继续谐振，Lr的电流继续减小，Cs的电压下降，但还未到零，因此变压器承受正向电压Vcs， DR1继续导通，变压器电流为Io/n。本阶段到t7时刻，Vcs的电压降至零为止。图11: 模式8阶段的等效电路和电流方向模式9:t7-t8 箝位阶段 t7 时刻，变压器电压为零，输出二极管DR2开始导通，变压器被短路。输出二极管DR2的电流线性上升，DR1的电流线性下降。变压器原边的电流也线性下降，但在t7时刻，变压器电流IpIo/n，大于谐振电感电流，因此箝位

10、二极管D6导通，电流方向如图所示，以弥补不足的谐振电感电流。在t8时刻，变压器原边电流下降到ILr，此时箝位绕组电流补充谐振电感的电流也降至零。图13: 模式9阶段的等效电路和电流方向模式10:t8-t9 环流阶段模式11:t9-t10 谐振阶段 t9时刻Q4关断，此时Lr与C1C2谐振，C1放电，C2充电，直至Q3的体二极管导通为止。模式12:t10-t11 能量反馈阶段谐振电感的能量继续反馈给输入电源，在t11时刻Q3导通。在Q2Q3导通进入了另半个模式周期，其电路分析与前面12个模式雷同。结合以上分析，箝位电路关键是能对消除输出二极管的反向恢复产生的影响，因此给出二极管反向恢复期间的相关

11、波形以助分析。图15：输出二极管反向恢复期间的相关波形分析对于输出二极管的箝位电压与额定值有个2*dV/n的压差，dVk（VRc+Vd5+Vds1）/n由于漏感的存在和箝位二极管导通需要时间，当箝位开始和结束时，会出现小尖峰和短暂的振荡后达到额定反压。从图上看出，由于寄生电容（包括各种吸收电容）的存在，二极管反向电压慢慢上升到高压，同时最高反压被箝位，因此其恢复特性得到很好解决。同时增加的箝位二极管管工作于电流断续模式（DCM），其关断自然为软关断，因此电路整体性能得到提高。五. 设计调试要点本电路的设计比较容易，只需在谐振电感上引出第二绕组，并通过二极管箝位即可。在实际设计调试过程中，需要注

12、意几点：1） 为了保证箝位二极管的可靠工作，最好让其工作于电流断续模式，因此必须在箝位绕组上串连一个吸收电阻，尽快将多余能量消耗掉，使电流降至零。串联电阻后不必担心效率的下降，实验表明串联电阻对效率影响不大，反而使电路更可靠。2） 箝位绕组最好能与电感绕组并绕，以减少漏感。3） 流过箝位绕组的电流随温度的上升会变大，原因是温度越高，二极管的反向恢复时间越长导致。因此设计时必须考虑高温工作时电路的元器件余量。4） 电阻的损耗是比较大的，实际设计电路必须考虑通过布局提供散热条件，或者采用带散热器的电阻。5） 在一定范围内电阻的大小对效率和电阻损耗影响不大，因此在保证箝位绕组电流在每个开关周期都能降到零之外，吸收电阻的阻值应适当选大。电阻确定后，应采用试验来验证。6） 电阻参数的选取，箝位绕组的电流等在理论上比较难以确定，必须通过仿真和试验的手段得到优化的设计。7） 电路的分析和仿真模型必须考虑输出整流二极管的反向恢复时间、PN结电容、变压器的原副边电容，漏感等因素。 PCB布局要点：、 尽量减少箝位回路的面积，以免产生较大的EMI/EMC噪声；、 尽量减小PFC直流母线（HV+/HV-）所包围的面积；、 与主变原方两管脚相连的铜皮在空间上不要重叠（两铜皮位于不同层时），以免形成的耦合电容产生较大的损耗。