46 模数转换器ADC

4.6模数转换器（ADC）一、ADC的分类和特性参数（一）定义和分类ADC 是一种在规定的精度和分辨率之内，把接收的模拟信号转换成为成正比的数字信 号的器件。分类是一个比较困难的问题，目前还没有形成统一的分类方法。这恰好说明这样 一个事实，ADC可以通过许多电路技术途径实现，相互比较，各自并没有绝对的优越性。 从整个应用领域看，各种类型的ADC各据一方，起着相互补充的作用。首先，按转换速度分为三类：1. 高速ADC，包括并行比较型（或称闪电型）传播型等。一般位数较少，转换速 度在微秒以下。如6位闪电型ADC，转换率可达15MHz。2. 中速ADC，包括ADC中是主要类型之一的逐次逼近型，转换时间为微秒量级， 有较多的位数。3. 低速ADC，以积分型为代表，转换时间在毫秒级以上，其特点是价廉。其次，ADC可以按有无中间参数而区分为直接ADC和间接ADC两类： 直接ADC,如并行比较型，跟踪比较型，逐次逼近型等。 间接ADC，如积分型，V/F转换器等。再次，可按ADC的电路结构分为有反馈和无反馈型。反馈型把DAC作为反馈元件， 逐次逼近型为代表。无反馈型，积分型、并行比较型等大多数ADC属于这一类。此外，还可按照ADC应用领域分为通用型，高性能型，高速型等。所有以上分类并不相互排斥，一个ADC品种可能同时分类于以上几个类别中。上面的 分类中，也很难判断哪一分类方法更好些。因为区别仅在于强调的技术重点不同而已。在下面的讨论中，我们将按照ADC的电路主要是基于模拟电路技术还是逻辑电路技术, 而分为模拟ADC和逻辑ADC加以讨论。任何一个ADC都必然同时包括模拟和逻辑电路， 有时谁为主也很难断定，所以这种分类也不是严密周到的，但这样的分类有一个好处，就是 同一类型的ADC,其工作原理，电路结构上有许多共同点，便于对照学习和作为性能上的 比较。（二）ADC 的特性参数 下面将介绍几个主要特性参数，有关误差的参数将在后面详细讨论，而误差的产生原因以及减少误差的方法，在介绍各种ADC中结合具体电路进行分析。+ a 2 - n)nVr2n1. ADC 的理想传输函数：由以下两个式子定义V = V (a 2-1 + a 2 -2 + n r 121 V1V-< V < V +-、22 ni n 2n是ADC的数字输出位数，Vn式中Vi是输入模拟电压，Vr/2n+1是1/2个量子Q, 是没有量化误差的标准模拟电 压，从量化理论已经知道，模拟 量在一个量子（±Vr/2n+1）范围内， 给出的数字量是相同的，这个范 围叫做量化带，量化带的中心称为 V ，如图 4-44。n图4-44 ADC量化示意图(1) 每个台阶的宽度，即量化带为 Vr/2n。(2) 这些中心点都在一条直线上，当n«时寸，传输特性就趋近于这条直线。(3) 阶跃发生在V +Vr/2n+i,差值V.-V就是理想情况下的转换误差，称为量化误差。ni n2. 分辨率：ADC所能分辨的输入最小变化量Vr/2n；3. 转换寸间：从模拟信号输入起，到达到规定精度之内的数字输出为止。不包括启动指令、转换器置零等所有的准备时间。转换率是指DAC最大可能的每 秒转换次数，转换率已考虑了转换寸间、启动指令脉冲宽度、转换器置零寸间等因素。4. 精度：(1) 绝对精度：对应于产生一个给定的输出数字码，理想模拟输入电压与实际模拟 输入电压的差值，由增益误差、偏移误差、非线性误差及噪声组成。(2) 相对精度：在整个转换范围内，任一数字输出码对应的模拟实际值与理想值之 差与模拟满量程之比。5. 噪声抑制：模拟输入端的噪声叠加在输入信号上，并不一定全面地反映在数字 输出端。某些类型 ADC 对一些特定的噪声，如电源噪声有抑制能力，这一抑 制能力的大小就以电压噪声抑制因子S(w)表示，定义为归一化的输入噪声 Vn/Vr对归一化的输出噪声Nn之比。V /即S® ) = n /N这个因子是频率的函数。V / Nr二、模拟ADC (电路的工作原理以及误差分析)(一)单斜ADC最简单的ADC主要特点是只用少数几个元器件，价格低廉。 工作原理：由输入模拟电压产生一个脉冲，脉冲宽度与输入模拟电压成正比(因此又 叫脉冲宽度调制ADC)。同时，在用时钟脉冲来计量这个脉冲宽度，并以二进制数码形式 给出计量结果，电路结构如图4-45。图 4-45 单斜 ADC 原理图转换过程：开始前，开关S闭合，电容器C放电至V=0。在tO时刻，转换开始，启C动信号使S断开，并使n位计数器清零，恒流源I对电容器C充电，电压V由零开始随C时间t线性增长。V= I/C*t，产生一个斜坡电压(因此得名)。斜坡电压加到比较器的反C相输入端，待转换的模拟信号V.则加到比较器的同相输入端。模拟信号为正值，当比较i器有较高增益时，在启动瞬间，比较器输出为高电平，与门打开，输出周期为T的时钟C脉冲，计数器连续计数，直到-瞬间。斜坡电压Vc上升到等于V.,比较器改变输出为低1i 电平。与门关闭，计数器停止计数。这时：Vc=I(t1-tO)/C=V.计数器接收到的脉冲数为N=( t -t ) /T1Oc限于计数器的位数，N应不超过2n-1，因此可得即V.与N成正比i完成一次转换所需最长时间为T=(2n-l)Tc。设时钟频率为1MHz则Tc=lus,当n=10 时，T约为1ms，属低速ADC。前面已经讨论ADC的量化误差理论上等于或小于±1/2个量子，但是结合上述具体电 路而言，误差可能达到一个量子。下图4-46 (a)示出了这种可能。图 4-46 ADC 转换过程可能产生的误差如果启动信号恰好在时钟脉冲上升沿之前一瞬间发出，计数器与时钟上升沿触发，则对应于同一输出数字码所对应的不同模拟输入电压V，V.2, Vi3，量化误差为-1LSB,i1 i2 i3-1/2LSB,0LSB。使启动脉冲与时钟下降沿同步可解决这一问题，使为-1/2LSB,0,+1/2LSB, 如图 4-46(b)。除了上述量化误差外，影响系统精度的因素还有电容器的长期稳定性，电容器容量的 温度系数，电流源的恒定性等。这些因素都直接影响斜坡的斜率，因此影响比较器的输出 脉冲宽度及时钟脉冲计数，对电容器性能的苛刻要求，使目前较少应用单斜ADC.(二)双斜ADC一最常用的ADC之一双斜ADC是显著的改进了单斜ADC的精度，而对元件精度并不苛求，并且对于输 入噪声，特别是工频噪声有很好的抑制能力。尽管双斜ADC仍然需要较长的转换时间， 约为几到几十毫秒。但由于其高精度和低价格而被广泛应用在数字面板表，数字多用表以 及慢速测量中。下图4-47示出了双斜ADC的电路结构框图，让我们先讨论待转换信号是 正值的情况。图 4-47 双斜 ADC 工作原理图电路工作为二个节拍：在第一节拍，转换开始，电容器电压V为0,运放积分电路 c输出电压V为0,计数器置零。控制逻辑把开关S接通到待转换信号V.,因为V.为政治, o . .积分器输出电压V由0变负，随时间线性的减小。比较器在V变负的最初瞬间输出高电 OO平，使控制电路把门电路打开，时钟脉冲送入计数器，计数开始，积分器输出电压V对O时间的变化关系为：V 二-丄JVdto RC 0 i因为V.为恒定值，故iVo _ Rc直到计数器共接受 2n 个时钟脉冲时，计数器置“0”，并给出一个溢出信号，使控制 逻辑把开关S切换到“一V”第二个节拍工作开始。注意，在第一节拍期间，积分时间 rH=2nT, T为时钟周期。因此这一期间是“定时积分”到第一节拍末，积分器的输出电 1cc压为VV =_ 2 nTo1Rc c显然V与V成正比，在第二节拍，对基准电压“一V ”积分，V与V极性相反，积o1 i r r i分器输出电压V从V开始向反方向变化，即线性增大，直至V=0。由于V时恒定值，所o o1 o r以第二节拍是“定压积分”，第二节拍期间积分器输出电压与时间关系为：V 二 V -丄 JJ(-V )dtoo1 Rc 0 rVVV 二一1 - 2 n T + l -1o RC c RC另外，从第二节拍开始，计数器因比较器始终输出高电平，门电路始终开启而继续从零开始计数。直到t=T瞬间，V=0，是比较器输出为低电平，门电路关闭，计数器停止计 2o数，由上式可得：-工2nT + Zt = 0RC c RC 2ViVcr即 N =芮-2n = T（*）rc在T2时间内，计数器计数为N=T2/Tc，即N=(Vi/Vr)2n。这正是我们期望的结果，输出的二进制数正比于模拟输入电压。当为满度时(V=(2n-l)XVr/2n),输出二进制码iii为全“ 1 ”。如果待转换电压V为负值，则应在第二节拍时接入“+V”比较器的两输入端要互换ir连接。仔细研究(*)式，可以发现双斜ADC的优点：首先，式中没有C和R，这是因为在两次积分之后，R、C起的作用被抵消了。就是说， 只要在整个转换周期的时间内，RXC是稳定的，双斜ADC就可以具有很高的精度。其次，始终没有T,即转换精度与T无关。分析两个节拍的工作过程可以看出，TCCC较大时，V正比的增大，在定压积分的第二节拍中，斜率恒定，T也以同样比例增大。因o1 2此所计时钟脉冲数不变，就是说，要求T在一个转换周期内是恒定的。这一点要求不高,C因为转换周期大约几十ms，而对时钟脉冲的长期稳定性则没有过高要求。再次，双斜 ADC 的微分线性度可以极好，不会有非单调性。因为模拟过程(积分输出) 是连续的，计数必然是依次进行，输出二进制码也必然每次增加1LSB,所有的码都必定 顺序产生。从根本上讲就不会发生丢码现象。最后，积分电路这一形式提供了噪声于抑制的有利条件，分析如下：设输入模拟信号中叠加有噪声v =V cos2n ft,令f=k/T, T是双斜ADC第一节拍的 n nm 1 1时间，也就是对包括噪声在内的输入信号的积分时间，k是比例系数。在'时间内对噪声电压积分平均值为2 = Vsin k 兀 nm匸 RCk兀-Tr2 噪声被抑制，抑制比为(通常取' = RC)1 f/2k兀、tsink兀N = J 2 cos(1)dt =R T TTk兀1 21噪声抑制比为，如图4-48sin k兀、V 4/2兀k、7 V T . ,2kntnm J 2 COS（t）dt = nm 1 Sin（T T T1 2 1nm1 Sin（）RC 2兀kTi也就是，经过积分，或以对数形式表示，N = - 201g()R(dB)k兀从图中可以看出，当噪声频率f是1/T1的 整数倍时，噪声抑制比达到无限大。因为这是 噪声积分平均值为零，为此可以选择T1，以抑 制某特定频率的噪声，例如：选择Ti=20ms，对 工频(50Hz)的干扰就能有良好的抑制。这时， 对于满度输入信号，转换时间将为 2T1=40ms， 积分型ADC的转换时间长是其根本的弱点。图 4-48 噪声抑制示意图I噪声在上面的讨论中，没有考虑运放的输入失调电压V及其温漂，积分器在两个节拍中 对 V 积分osos且V极性不变，这将在转换输出中引入误差，计算如下: (V + Vos ) RC = (Vr-Vos) RCosos V + V fT = i叶 T2V V1ros一般Vos<<Vr，则第二项为误差项，VVT =T （1 + f ）2 V 1 Vri记为At。设V=10V，n=12，要求误差小于1LSB/2，即Tc/2，则 rV1At = osT <_TV 12 crosT=2nT，所以V应小于1.22mV。实际上在整个温度范围内失调电压温源应小于1 cos1.22mV。在实际应用中，通常还要在输入信号与积分器之间接入缓冲放大器，以提高ADC的输 入阻抗。缓冲放大器的输入失调电压显然也会对误差有所贡献。有一种自动失调校正的双斜ADC，可以补偿失调电压所造成的误差。如CMOS单片三 位半双斜ADC-MC14433。转换周期250ms，常用于三位半数字多用表。单斜 ADC 和双斜 ADC 可以转换单极性模拟信号。如果要转换双极性模拟信号，则需要人 工换接相反极性的基准源V ；或者电路自动判断极性(如MC14433)给出极性信号，并自动 r换接内部电路。但是，它们的数字输入码是单极性的自然二进制码。用于面板表等直接显示时，极性信号使显示器上显示“+”，“-”符号，就可以满足要求。如果要与计算机等连接应 用，一般就需要双极性码了。四斜转换器是在简单的双斜转换器基础上发展起来的，也是一种积分一计数型ADC，它 具有四个主要的积分周期，所增加的两次积分用以减小运放失调电压等造成的误差。四斜 ADC 是双极性工作的。（三）电压/频率（V/F ）转换器电压/频率（V/F）转换器是把模拟输入电压转换成为一串脉冲输出，脉冲的重复频率与 输入模拟电压成正比。把脉冲传送入计数器定时计数，就可以得到与输入电压成正比的并行 二进制数字码。因此，V/F转换器可以作为A/D转换器的前置电路。实现模拟到数字的转换， 它是一种间接ADC，其中间转换媒介就是脉冲串，下图4-49示出了一个普通V/F转换器的图 4-49 V/F 转换器框图12Vo目前V/F转换器都是基于著名的电荷平衡原理，电路结构如图4-50。7忑厂i图 4-50 V/F 转换器原理图7TTtiriL.rlln； ；！t电路的工作原理如下：当开关 S 接地时，输入的正的模拟电压 Vi 产生电流 I1=Vi/R1 经i 1 i 1R流入运算积分器，在积分器产生一个负的斜坡输出电压V,当V降到零电压时，比较器输 1cc出状态改变，触发精密脉冲定时器。定时器给出一个宽度为T已精确预定的脉冲，并促使开关接到-，接通时间为T。这样将有一个幅值为I=v/R，宽度为T的脉冲电流流过R,在r 2 r 2 2T这段时间里，由于11，积分器输出电压V按正的斜坡线性增长，其电压为2 1 cV 二 12 - 11 辽RC之后，开关S对接地，重复上述积分器输出负斜坡电压的积分过程。现在可以知道，这一积分过程从V=V开始，直到V=0为止。注意到R 一端接地，一端接虚地，没有电流流过， c Rc2因此可列出积分关系式T V 1V- dt = 0R 0 R C1求得从VR降到0所需时间T为RR VR VT = 1 -尸-T T或T +T =1 - r -TR VR V2 i 2 i上式说明，精密脉冲定时器发出的脉冲周期与输入电压成反比，即输入脉冲的频率与输 入电压成正比。图 4-50 电路中，设 R=1MQ , C=200pF, R =5kQ，V=5V, T =lus，则当 V =10V1 2 r i时=10-4 SRVT +T =-TR V2i即输出脉冲频率为10kHz,当V =0.01V时，可以求得输出脉冲频率为10Hz。i因为积分电容在T时间内存贮的电荷量Q= (I2-Ii)t，等于在T时间内泄放的电荷量 Q2=I1T，电荷量达到平衡。所以这种V/F转换器又被命名为电荷平衡V/F转换器。2 '下图4-51示出了一个完整的以V/F转换器为前置部分的A/D转换器。图 4-51 以 V/F 转换器为前置部分的 A/D 转换器设V/F转换器的满度脉冲率为10kHz，定时电路产生一个精确的脉冲T =0.4096sT=满度脉冲率=0-4096s,则“=12则满量程计数为4096,等效于12位二进制，转换时间为04096s。现在已经有满度脉冲 率达到1 MHz的V/F转换器，则12位ADC的转换时间为4.096ms，与双斜型ADC相当。三、逻辑型 ADC (一)逐次通进型 ADC转换时间一般为几毫秒到几十微妙，比积分型快了三个数量级，其它性能均属优良，目 前已经有14位逐次逼近型商品。因此尽管价格稍高，仍是目前最为常用的类型之一。逐次逼近型ADC转换过程可用天平称物体重量的过程作比喻，为了把待转换的模拟信号 V转换成数码输出，即iV = V (a 2-1 + a 2-2 + a 2-n )i r 1 2 n第一步：把V与2-1V比较，若V >2-1V则电路输出a=1，若V2-iV，则a =0，这是最i r i r 1 i r 1高位；第二步：把V与(a2-iV+2-2V )比较，a是“0”还是“1”由上一步骤决定，若Vi 1 r r 1 i(a 2-1V +2-2V )，则电路输出a=1，反之a =0；这一过程重复下去，直至2-nV投入比较为止。1 r r 2 2 r上式中各系数a，a，a,均已确定或为“ 1”或为“0”，数字输出就得到了。12n从上面的叙述中可以看出，逐次逼近型ADC至少应包含三个主要的功能部件：第一，一 个等于V (a 2-1+a 2-2+a 2-n)的电压，其中系数a, a,a应能分别随时受控为需要r 12n12n的“0”或“1”，DAC是唯一能满足要求的器件；第二，一个比较器，用比较两电压；第三, 控制逻辑电路，由时钟控制工作节奏，逻辑系统逐次比较的进程，确定上一次比较所增加的 权电压的去留，给出数字输出等。图4-52给出了逐次逼近型ADC的电路结构，这是以4位为例，说明其工作过程：图4-52 中FFA-FFF是六个D触发器，构成环形移位寄存器,在任何时刻只有一个触发器给出逻辑'1”, 其余都是逻辑“0”,每来一个时钟脉冲CP,逻辑“1”向右移一位，由FFA-FFB,FFB-FFC, FFF-FFA,，周而复始地进行。FF1-FF4是4个触发器，构成数码寄存器，FF1对应于 MSB, FF4对应于LSB,即作为DAC的数码输入，又作为DAC的并行输出。G1-G4是与门。GA GD是三态缓冲门，避免把转换过程中尚未确定的数码送出去。图 4-52 4 位逐次逼近型 ADC 结构当第一个CP来到时，FFA的QA=1。而QB=QC=QF=O, QA=1使触发器Q1为“1” QB QD=0，使触发器Q2Q4为“0” QF=0,三态门被封住，输出高阻态，现在数码寄存器的 输出为1000，送入DAC，DAC的输出模拟信号VA=1/2V，与待转换信号V相比较。当V >VAArii A时，比较器输出V =0。如果VV，则V =1。V同时加在四个与门G1-G4上。但现在四个与 oci Aococ门都被封住了，因为 QBQE 均为“0”。第二个CP来到，QB=1。而QA=QC=QF=0,这时与门G1的输出有两种可能，如V =1， oc 又因QB=1，G1输出为高电平，触发器FF1被复位Q1=0,就是说第一个CP时期已知V <1/2V， ir 所以这里要把“砝码”拿掉，下次换个轻些的。如V =0,则G1输出低电平，触发器FF1的 ocS、R均为“0”所以输出维持不变，Q1=1。这意味着V1/2V, “砝码”保留，下次再加一 ir个。与此同时，QB=1, FF2被置位，Q2=1，这是第二次比较增加的权电压。于是DAC输入为a,100, DAC的输出V =（a 2-i+2-2）V ,再次与V比较，比较结果又有两种可能，V =0或V =1。A 1riococ第三、四、五个CP来到，重复上述比较过程，分别决定Q2、Q3、Q4,保留“1”还是 复位为“0”。第六个CP来到时，QF=1, QAQE均为“0”后者使与门G1G4被封住，FF1-FF4维持 第五个时钟周期末的状态不变；前者使三态缓冲门 GAGD 选通， FF1-FF4 中寄存的状态并 行输出，一次转换过程至此全部结束。转换时间主要取决于DAC的建立时间和比较器的压摆率。12位ADC，转换时间在2us-25us之间，精度仅仅取决于DAC和比较器，生产时把DAC多做一位，但比较器问题少 复杂一些，灵敏度与压摆率很难兼配。（二）传播型 ADC随着数字技术被广泛应用在各个领域，高频信号的数字化问题已经提到日程上来了，比 如雷达图像的处理，瞬态过程的存贮，数字电视等都需要超高速的视频ADC,把模拟信号转 换成数字信号，视频ADC地转换率一般可达4位，25MHz, 8位10MHz。目前6位100MHz的 视频ADC已有商品出售。视频ADC的分辨率还不可能做得很高。幸好，对于大多数超高速 A/D转换的应用中，8位往往已经能满足要求了。随着集成技术的发展，可望视频ADC的性 能又进一步的提高。提高转换率大体上有两种途径：一种是象逐次逼近型ADC的“一次一位”转换方法，采 取的措施就是设法减少每一位的转换时间以达到高速，传播型ADC （或叫可变基准串微型 ADC）就是这一类，转换率可达5MHz；另一种是采取“一次所有位”的转换方式，并行（或叫闪电式)ADC就是这一类，这就是视频ADC的主流。传播型ADC的电路如下图4-53所示。每位用一个比较器，每个比较器的输入端都有精 确设计的分压网络。转换从最高位开始，顺序逐位转换。图中给出的是4位传播型ADC，设 基准电压V=-5V，待转换的模拟电压满度为10V。ro-iovlRVr-5V2FSlfnJ QS2 1Q,S3图4-53 4位传播型ADC电路图比较器A1为过零检测，其输入端分压器对V+(-V)分压，使比较器对V的数据为+5V。 i r i即当V+5V时，比较器输出高电平，Al=l, V<+5V时，比较器输出低电平A1=0，这就是数 ii字输出的最高位。比较器A2输入分压电路有两种组合。当A1=0时，使开关S1接地，分压电路如下图4-54 (a),比较器过零检测，因V=0，这时分压电阻R上没有电流,+因此比较器的对V的数据为iV 二 Vi + 5 - 2R - 5 二 0,故 V =+2.5V+R +2Ri当A1=1时，开关S1接到V，分压电路如图4-54 (b)则rV = 匕 + 5- (R /2 R) 5 = 0,故 V = +7.5V+R + ( R / 2 R)iVr=-5V就是说，如果Vi>5V,比较器A1=1，这时比较器A2就来判图4-54比较器分压电路示意图 别V是大于7.5V还是小于7.5V，据此给出“ 1”或“0”；如果V <5V,比较器A1=0,这时ii比较器A2就来判别V是大于2.5V还是小于2.5V,据此给出“1”或“0”。A2也就是数字i输出的次高位。与目前讨论的逐次逼近型ADC有点相似，不过这里免去了复杂的逻辑电路和DAC,由电阻分压得到二进制数字电压，因此就可以获得快的多的转换速度。比较器A2的输出同时控制开关S2, S2与S1 一起，使比较器A3的输入电压电路有四种 可能组合，如图4-55。当A1=0, A2=0时如4-55 (a)所示；当A1=0, A2=1时，如图4-55(b)；当 A1=1, A2=0 时如图 4-55 (c)所示；当 A1=1, A2=1 时，如图 4-55 (d)所示。?VXRV+-omR 2F FVI=Vr=-5VV+-om r| g If=vf-svT v+R 2f. F.V+VSV(a)Al=A2=0 (b)Al=0J A2=l (c)Al=lJ A2=0(d)Al=A2=l图 4-55 比较器 A3 的输入电压电路四种可能组合 据此，对四种组合计算如下。V + 5/(a) V =- - 4 R - 5 二 0,得 V =+1.25V+R + 4 Ri八 RZW4R) -(2R/4R)-5 =。得Y =+3-75V(c)八 RZ -(R/4R)-5=0 得匕=+625Vd）八 R + (1/；R/4R) -(R/2R/4R)-5 =。得Y *&75V即它们对V的判据分别为+1.25V, +3.75V, +6.25V和+8.75V。对于一个具体的输入模i拟信号V,必定出现其中的一种分压连接，比较器A3根据比较给出A3=“l”或“0”。这是i第三位码。A3又决定了开关S3的连接，A3=0时S3接地，A3=1时S3接Vr，S3与SI、S2 一起使比较器A4的输入分压电路有八种可能的组合，它们对 V判据分别是+0.625V，i+1.875V，+3.125V，+4.375V，+5.625V，+6.875V，+8.125V，+9.375V 据 A3 比较结果给出 最低位数码。当模拟信号V <+0.625V时，输出为0000，当0.625VVi1.25V时，输出为0001。如此i类推，等等。传播型ADC不用时钟。前一位比较器的输出控制后一位的比较判据，由高位向低位“传 播”。电路转换率的关键在比较器和开关，比较器必须是高速的，开关不仅要求高速，而且 要能承受住-Vr,因为它是电压开关。传播型ADC与其分辨率超过四位时，困难就增大了， 一方面更高的分辨率需要更复杂的分压电路以及更长的转换时间。另一方面分压电路电阻按 2 的倍数增长，而在大的电阻值范围内实现精密匹配是困难的。此外大电阻的寄生电容会延 长分压电压的建立时间，无法得到高的转换率，对于一个4位的传播型ADC，每一位的传播 时间大约为50ns，这样，转换率为5MHz。1详1. E753. 1254. 3755. E256. 8758. 1259. 3750Vr1.252.513. 756. 2518. 751严oo 严严io严n严oo严oifno严 n严oo严严io严11严oo严0屮110严巧三、ADC的误差（一）量化误差量化噪声 从模拟量到数字量，分辨率总是有限的，因此必然存在小范围的量化不确定性，即量化带。这就构成了量化误差，同时产生量化噪声。下图4-56是一个观察量化噪声的原理性电路。图4-56 ADC量化噪声测量示意图二）偏移误差定义：为使ADC输出最低位是1,施加到ADC输入的实际电压与理论值V/2n+i之差。r在一定的温度下可以消除。存在温源，另一温度下又将出现。（温漂一般几个ppm/°c 几十个ppm/°C）。（三）增益误差定义：ADC输出达到满量程时，实际模拟输入与理想模拟输入之间的差值。在一定环境 温度下可以消除，存在温源，另一温度下又将会出现（几十个ppm/C）。（四）线性度误差1. 积分线性度误差：偏移误差和增益误差均已调零后的实际传输特性，偏离 直线的最大值。通常不大于 LSB/2。2. 微分线性度误差： ADC 传输特性的台阶宽度实际量值与理想量值的差值。 即两个相邻码间的模拟输入量的差值对1LSB的偏离值。（五）失码失码就是有些数字不可能在ADC的输出出现。当ADC的微分线性度误差小于±1LSB时， 不会失码，当ADC的微分线性度误差大于±1LSB时会产生失码。