UCC28950移相全桥设计指南设计

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1、wordUCC28950移相全桥设计指南一，拓扑结构与工作原理(1) 主电路拓扑本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。电路拓扑如图3.6所示。图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑当、导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供应负载，同时，输出端钳位电容充电。当关断时，电源对充电，通过变压器初级绕组放电。由于的存在，为零电压关断，此时变压器漏感和输出滤波电感串联，共同提供能量，由于的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于，加速了的放电，为的零电

2、压开通提供条件。当放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段，开通，由于漏感两边电流不能突变，所以为零电流关断，为零电流开通。(2) 主电路工作过程分析7半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。模式1图1模式1主电路简化图与等效电路图模式2图2模式2简化电路图模式3图3模式3简化电路图模式4图4模式4主电路简化图与等效电路图模式5图5模式5 主电路简化图与等效电路图模式6图6模式6主电路简化图与等效电路图模式7图7模式7主电路简化电路图模式8图8模式8主电路简化电路图二，关键问题1：滞后臂较难实现ZVS原因：滞后臂谐振的时候，次级绕组短路被钳位，所以副边电感无

3、法反射到原边参加谐振，导致谐振的能量只能由谐振电感提供，如果能量不够，就会出现无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到0V.解决方法： 、增大励磁电流。但会增大器件与变压器损耗。、增大谐振电感。但会造成副边占空比丢失更严重。、增加辅助谐振网络。但会增加本钱与体积。2，副边占空比的丢失原因： 移相全桥的原边电流存在着一个剧烈的换流过程，此时原边电流不足以提供副边的负载电流，因此副边电感就会导通另一个二极管续流，即副边处于近似短路状态；Dloss与谐振电感量大小以与负载RL大小成正比，与输入电压大小成反比。解决方法： 、减少原副边的匝比。但会造成次级整流管的耐压增大的后果。、将谐振电感改为可饱和电

4、感。因为在初级换流的过程中，一旦进入电感的饱和状态，那么流过电感的电流马上就会变为饱和电流，而不是线性的减少，这就意味着减少了换流时间，等效于减少了占空比丢失时间。当然我这么解释看起来有点不好理解，要结合移相全桥的工作过程来理解，还是可以慢慢去体会的三， 定制件设计与功率器件选型1，输出储能电感设计： 移相全桥的输出储能电感其实可以看做一个单纯的BUCK电感，由于其正负半周期各工作一次，所以其工作频率等于2倍开关频率，其计算公式为：Lf = Vo *(1-Dmin)/(4*fs* I)2，主变压器设计： 首先计算出移相全桥的次级输出最低电压：Vsec(min)=( Vo(max)+VLf+VD

5、)/ Dsec(max) 初次级的变压器匝比为:n=Vin(min) /Vsec(min) 选择变压器，使用Ap法：Ap =Ae*Aw= Po*104 /(4*fs*B*J*Ku*)接下来计算变压器原边匝数：Np= Vin(min)*D(max)/(4*fs*Ae*Bmax)那么次级绕组匝数为：Ns= Np/n3，谐振电感设计： LrI2p/2=( V2in*C上管)/2+( V2in*C下管)/2= V2in*Clag 即 Lr= 2* V2in*Clag /I2p其中Lr ：谐振电感值Vin：输入电压Clag：滞后桥臂电容(外加电容与MOSFET结电容)Ip：滞后桥臂关断时刻原边电流大小计

6、算还要考虑以下几点因素：、Vin应取最高输入电压值，保证任意输入电压下,滞后桥臂均能实现ZVS。、考虑在轻载Ipl10%-20%负载时刻，需要滞后桥臂仍然需要工作在ZVS状态。、输出电流iLf在某个值比如2A时刻，输出储能电感电流任然连续或处在临界点。也就是说，输出储能电感的脉动电流等于2倍此值即iLf = 2 *2A=4A那么Ip=(Ipl+ iLf /2)/n4，输入电容5，输出电容6，隔直电容四， UCC28950周边元件配置与选型设置电流传感网络CT, RS, RRE, DA为这个设计有一个选择的CT的100:1比率(a2)在VINMIN下计算一般峰值电流(IP1):原边电流峰值:峰值

7、电流达到上限时的电压计算电流检测电阻(RS)并且预留200 mV斜坡补偿:选择一个标准电阻RS:对RS估计功率损耗:计算DA上的最大反向电压(VDA)估计达功率损耗(PDA):计算RS重置电阻器RRE:电阻器RRE用于重置当前变压器CT。电阻器RLF和电容器CLF形成一个低通滤波器对当前信号(引脚15)。对于这个设计我们选择以下值。这个过滤器频率极低(fLFP)在482千赫。这应该工作大多数应用程序但也许适合个体的布局调整和EMI的设计。UCC28950 VREF输出(引脚1)需要高频旁路电容滤除高频噪音。这个引脚需要至少1F高频旁路电容(CBP1)。请参考图1适当的位置。电压放大器参考电压(

8、引脚2,EA +)可以设置与分压器(RA,RB)，这个设计实例我们要设置误差放大器参考电压(V1)2.5 v .选择一个标准电阻RB值,然后计算电阻RA值。设置电压放大器参考电压:Vref=5V分压器由电阻器RC和RI选择，设置直流输出电压(电压输出)引脚3(EA)。选择一个标准电阻器RC:计算R1然后选择一个标准的电阻:补偿反应回路可以通过适当选择反应组件(RF、CZ和CP)。这些组件被放置尽可能接近U CC28950引脚3和4。计算负载阻抗负载(RLOAD):10%控制输出传递函数近似(GCO(f)作为频率的函数:双极GCO频率(f):补偿电压回路2型反应网络。下面的传递函数补偿增益作为频

9、率的函数(GC(f)。请参阅图1为组件的位置。计算电压回路反应电阻器(RF)基于交叉电压(fC)循环在第10个双极频率(fPP)。选择一个标准电阻RF。计算反应电容器(CZ)在交叉点的移相。选择一个设计标准电容值。在2被FC的地方放置一个极点选择一个设计标准电容值。环路增益作为频率的函数，以dB的形式。环路增益和相位图形检查循环稳定性理论循环。(图4)得了在约3.7 kHz的阶段大于90度。限制在上升期间启动UCC28950有软启动功能(引脚5)，应用程序设置软启动时间15 ms(tSS)。选择一个标准电容器的设计。本应用笔记提供了一个固定延迟方法实现零电压从100%负荷降至50%负载。当转换

10、器操作低于50%加载转换器将在山谷切换操作。为了实现零电压切换开关节点上QBd的FETs QA的开机(tABSET)延迟，初步制定和QB需要基于LS和理论开关节点之间的交互电容。下面的方程用于设置tABSET最初。将LS设置输出电容的两倍计算槽频率:设置初始tABSET延迟时间，适当调整计划。注意：2.25 tABSET方程的因素来源于实证测试数据，可能会有所不同基于个人设计差异。形成的电阻分压器RDA1 RDA2决定tABSET,tCDSET UCC28950的延迟X围。选择一个标准RDA1电阻值。注意：tABSET之间可以编程30 ns - 1000 ns。电压的ADLE输入UCC2895

11、0(VADEL)需要设置RDA2基于以下条件。如果tABSET 155 ns设置VADEL = 0.2 V,tABSET 155 ns和1000 ns之间可以编程:如果tABSET155 ns设置VADEL = 1.8 V,tABSET可以编程29 ns - 155 ns:基于VADEL选择、计算RDA2:选择最接近标准RDA2电阻值:重新计算VADEL基于电阻分压器的选择:电阻器RDELAB由tABSET决定选择一个标准电阻的值设计:一旦你已经启动并运行原型建议你微调tABSET光负荷的峰谷之间的共振LS和开关节点电容。在这个设计延迟设定在10%负载。请最初的起点QC和QD打开延误(tCDS

12、ET)应该最初设置为一样的延迟，QA和QB打开延迟(引脚6)。以下方程程序QC和QD接通延迟(tCDSET)，通过适当选择电阻RDELCD(引脚7)。电阻 RDELCD 由tCDSET决定选择一个标准电阻器的设计:一旦你已经启动并运行原型建议微调tCDSET光负载。在这个设计CD节点将山谷开关负荷在10%左右。请参考如图6所示。在轻负载获得零电压开关节点QDd由于容易多了反映了输出电流出现在主变压器的场效应晶体管QD和QC岔道/。这是因为有更多的峰值电流激励LS在此之前过渡,而QA和QB岔道/有一个可编程延迟岔道的场效应晶体管场效应晶体管QA岔道后QF(tAFSET)的岔道场效应晶体管QE Q

13、F后,场效应晶体管QB岔道(tBESET)。好地方设置这些延误tABSET的50%。这将确保适当的同步整流器之前关闭AB零电压过渡。如果这个延迟太大将导致OUTE正确和OUTF不重叠,它将创建多余的身体二极管传导FETs量化QE和QF。形成的电阻分压器RCA1 RCA2由tAFSET和tBESET决定， UCC28950的延迟X围。选择一个标准RCA1电阻值。注意：tEFSETtBESET可以在32 ns - 1100 ns之间设置。电压的ADELEF引脚UCC28950(VADELEF)需要设置RCA2基于以下条件。如果tAFSET 或= 170 ns设置VADEL = 1.7 V,tABS

14、ET 170 ns和1100 ns之间可以编程:基于VADELEF选择、计算RCA2:选择最接近标准RCA2电阻值:重新计算VADELEF基于电阻分下面的方程被用来计划tAFSET和tBESET通过适当选择电阻RDELEF。选择一个标准电阻器的设计。电阻器RTMIN项目最低工作周期时间(tMIN)UCC28950(引脚9)可以需求在进入破裂模式。如果UCC28950控制器试图要求责任周期的时间不到tMIN电源将进入爆发模式操作。详情请参见UCC28950数据表关于破裂模式。这个设计我们设置最低100 ns。设定的最低时间选择RTMIN用下面的方程。标准电阻的值然后选择设计。有提供销设置变换器开

15、关频率(引脚10)。频率可以选择通过调整定时电阻RT。选择一个标准电阻器的设计。UCC28950还提供了斜坡补偿峰值电流模式控制(引脚12)。这个可以设置通过设置RSUM用下面的方程。下面的方程将计算所需的量斜坡补偿(VSLOPE)所需的循环稳定性。注意：磁化电流的变化在主dILMAG导致斜坡补偿。帮助改善噪声免疫力VSLOPE总设置有一个斜坡,等于最大值的10%目前感觉信号(0.2 V)在一个感应开关。 如果VSLOPE2 VSLOPE1 设置VSLOPE = VSLOPE1如果VSLOPE2VSLOPE1 设置VSLOPE = VSLOPE2选择一个标准电阻器RSUM。提高效率在轻负载UCC28950编程(DCM)引脚12，在轻负载关闭同步FETs条件的二次侧变换器(QE和QF)。这阈值设定电阻分压器RE和RG。这DCM阈值需要设置水平在电感电流不再生产。以下方程设置同步负载电流整流器岔道在15%左右。选择一个标准的RG电阻值:重新计算电阻的值:选择这种设计标准电阻的值五， 重要波形1， 驱动波形2，桥臂中点电压和原边电流波形3，原边电流与Q4驱动波形4，原边电流与Q4 VDS波形11 / 11