2Buck直流变换器地工作原理及动态建模

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1、word2 Buck直流变换器的工作原理与动态建模2.1 DC/DC变换器的概念将一个固定的直流电压变换成可变的直流电压称之为DC/DC变换，亦称为直流斩波。用斩波器斩切直流的根本思想是：如果改变开关的动作频率，或者改变直流电流通和断的时间比例，就可以改变加到负载上的电压、电流的平均值。Buck变换器又称降压变换器、串连开关稳压电源、三端开关型降压稳压器。根本的DC/DC变换器按输入输出之间是否有电气隔离可分为两类：隔离型DC/DC变换器和非隔离型DC/DC变换器。非隔离型DC/DC变换器中存在四种根本的变换器拓扑，它们是降压式Buck型,升压式(Boost)型,升降压式(Buck-boost

2、)型,Cuk型，此外还有Sepic型和Zeta型变换器。2.2 二电平Buck直流变换器的工作原理与主电路图1 主电路拓扑Buck变换器是一种输出电压等于或小于输入电压的单管非隔离直流变换器。它的拓扑为电压源、串联开关和电流负载组合而成。如下列图：图2.1 Buck电路主电路拓扑为了分析稳态特性，简化推导公式的过程，特作如下假定。(1) 开关晶体管、二极管均是理想元件。也就是可以瞬间的导通和截至，而且导通时降压为零，截至时漏电流为零。(2) 电感、电容是理想元件。电感工作在线性区而未饱和，寄生电阻为零，电容的等效串联电阻为零。(3) 输出电压中的纹波电压与输出电压的比值小到允许忽略。Buck变

3、换器的工作原理：当开关管导通时，电容开始充电，通过向负载传递能量，此时，增加，电感内的电流逐渐增加，储存的磁场能量也逐渐增加，而续流二极管因反向偏置而截至；当关断时，由于电感电流不能突变，故通过二极管VD续流，电感电流逐渐减小，由于二极管VD的单向导电性，不可能为负，即总有,从而可在负载上获得单极性的输出电压。根据晶体管的开关特性，在管子的基极参加开关信号，就能控制它的导通和截至，对于NPN晶体管，当基极参加正向信号时，将产生积极电流，基极正向电压电压升高，也随之升高，达到一定数值后，集电极电流达到最大值，其后继续增加，根本上保持不变，这种现象称为饱和。在饱和状态下，晶体管的集射极电压很小，可

4、以忽略不计。因此晶体管的饱和状态相当于开关的接通状态。当基极参加反向偏压时，晶体管截至，集电极电流接近于零，而晶体管的集射极电压接近于电源电压。晶体管的这种状态相当于开关的断开状态，通常称为截至状态，或称为关断状态。2.3 Buck变换器的工作模式由Buck变换器的工作原理可以看出，电感可以工作在电流连续的方式下，也可能工作在电流不连续的工作状态。以此为标准将Buck变换器的工作模式分为两种：电感电流连续工作模式(continuous current mode, CCM)和电感电流断续模式(discontinuous current mode, DCM)。电感电流连续是指输出滤波电感的电流总大

5、于零，电感电流断续是指在快关管段期间有一段时间输出滤波的电流为零。在这种工作方式之间有一个工作边界，称为电感电流临界连续状态，即在开关管关断末期，滤波电感的电流刚好降为零。下面分别讨论电感电流处于不同模式时的变换器工作原理。(1) 电感电流连续模式如下列图为电流连续导电模式下的相关波形：图2.2 电流连续模式下电路波形在区间，开关管处于导通状态，电源电压通过到二极管VD两端，故二极管VD 截至。电流流过电感，由于输出滤波电容保持不变，如此电感两端呈现正电压，由于所以，在该电压作用下输出滤波电感中电流线性增长，知道时刻，达到最大值。在导通期间，电感电流的增量与开关管的占空比分别为其中2-1在区间

6、，关断，由于电感的储能作用，经二极管VD继续流通，此时加在输出滤波电感上的电压，呈现负值，电感中电流线性衰减，直到时刻，达到最小值。在截至期间，电感电流的减小量为2-2由于稳态工作下的电感电流波形必然周期性重复，因此S导通期间的增量必然等于S截至期间的减小量，即，所以2-3整理得2-4由式2-4可知，输出电压与开关管的占空比D成正比，所以通过改变开关管的占空比可以控制输出平均电压的大小。由于占空比总是小于1，所以输出电压总是小于输入电压，故常称为降压式变换器。改变占空比就可以改变输出电压值。2电感电流断续模式 当电感较小，负载电阻较大或电流断续模式下Buck电路的相关波形图2.3 电流断续模式

7、下电路波形在区间，开关管S处于导通状态，与电感电流连续模式下的工作情况一样，此时。在时刻，关断，电感中电流线性衰减，直到时刻下降到0，即2-5式中，。由于得2-6此时，变换器输出电流任等于电感电流平均值，即2-7上式明确。电感电流断续时不仅与占空比D有关，而且与负载电流有关。假如，如此多大，输出电压必等于输入电压。3电感电流临界连续模式在有关电流断续工作模式的数学关系中，首先需要推导的是电感电流连续与断续的临界条件，其推导过程如下。降压型电路电感电流处于连续与断续的临界状态时，在每个开关周期开始和完毕的时刻，电感电流正好为零，如图2-4所示。图2.4 降压型电路电流临界连续工作时的波形稳态条件

8、下，由于电容的开关周期平均电流为零，因此电感电流在一个开关周期内的平均值等于负载电流为2-8而电感电流的开关周期平均值可以按下式计算：2-9，即得到电感电流连续的临界条件。这种计算方法需要导出的表达式，还要计算定积分，比拟繁琐。我们采用一种简单的方法。根据图2-4，电感电流在一个开关周期中的波形正好是一个三角形，它的高，底边长为，面积为 (2-10)在几何意义上，电感电流的开关周期平均值等于和该三角形同底的矩形的高，因此电感电流开关周期平均值等于三角形面积除以，即 (2-11)的计算方法如下：电感电流在零时刻从零开始线性上升，在时刻达到，上升的斜率为 (2-12)有： (2-13)此时电感电流

9、仍为连续，故有将其代入式2-13，有 (2-14)如此可得电感电流开关平均值的表达式为 (2-15)电感电流连续的临界条件为将式2-8和式2-9带入上式有 (2-16)整理得 (2-17)这就是用于判断降压型电路电感电流连续与否的临界条件。随后需要推导的是电感电流断续条件下输出与出入电压的比例。首先设开关关断后电感的续流时间为，如图3-7所示，其中。图2.5 电感电流断续工作时的波形根据稳态条件下电感电压开关平均值为零的原理，有 (2-18)电感电流开关周期平均值为 (2-19)而负载电流为 (2-20)稳态条件下，电容的开关周期平均电流为零，故电感电流开关周期平均值等于负载电流，即 (2-2

10、1)从式2-18中，解出的表达式，与式2-15一起代入式2-21中得 (2-22)整理得 (2-23)令解方程，并略去负根，得 (2-24)值得注意的是，式2-24在电路工作在电感电流断续条件下成立，而电路工作在电感电流连续条件下不成立。特别是，当电感电流处于临界连续状态时，代入式2-17得时。从式2-17可以看出，电流断续时电压比与占空比和负载相关，也与电路参数和有关。2.4 主回路电感、电容参数整定根据对二电平Buck型直流变换器工作原理的分析以与电感电流连续和断续的临界条件的推导，可以计算出二电平Buck型直流变换器滤波电感和滤波电容的参数。稳态时，电感电流连续的临界条件为：(2-25)

11、利用上节内容提到的三角形面积法我们得到电感电流的临界条件为：整理得2-26在本次的设计中，给定工作电压为，输出电压为，负载电阻为，开关周期为，带入式2-26中得到电感电流临界值：2-27即当主电路电感大于时,电路工作在电感电流连续工作模式，当主电路电感小于时,如此为电感电流断续工作模式。本次实验所选用的电感分别为和，当使用的电感时，电路为电感电流连续工作模式，当选用时，为电感电流断续工作模式。滤波电容的作用主要是在开关关断时为负载供电和减小输出电压中的纹波。当所选的电容能达到输出滤波的要求时，L可以选的足够大，以便使开关变换器保持在连续的工作状态，但电容本身没有完美的电气性能，所以其内部的等效

12、串联电阻将消耗一些功率。另外，等效串联电阻上的压降会产生输出纹波电压，要减小这些纹波电压，只能靠减小等效串联电阻的值和动态电流的值，选择电容的类型，经常由纹波电流的大小来决定。我们设纹波电压为输出电压的，即：2-28开关周期为：2-29纹波电压2-30将式2-17带入2-30得：2-31即：2-32取电感量为临界连续电感值的倍，带入式2-32解得滤波电容C值为：2-33计算得到电感的最小取值为，本次设计选取了的电容，通过实验验证其满足性能指标要求，能较好的抑制了输出电压纹波。2.5 Buck变换器的动态建模2.5.1 状态平均的概念由于DC/DC变换器中包含功率开关器件或二极管等非线性元件，因

13、此是一个非线性系统。但是当DC/DC变换器运行在某一稳态工作点附近，电路状态变量的小信号扰动量之间的关系呈现线性的特征。因此，尽管DC/DC变换器为非线性电路，但在研究它在某一点稳态工作点附近的动态特性时，仍可以把它当成线性系统来近似，这就要用到状态空间平均的概念。图2-6所示为DC/DC变换器的反应控制系统，由Buck DC/DC变换器PWM调制器、功率器件驱动器补偿网络等单元构成。设DC/DC变换器的占空比为,在某一稳态工作点的占空比为；又设占空比在D附近有一个小的扰动，即 (2-34)式中，和均为常数，且;调制频率远低于变换器的开关频率。占空比扰动使占空比在恒定值上叠加了一个小幅度低频正

14、弦波信号所调制。a(b)图2.6 DC/DC变换器反应控制系统占空比为d(t)经低频调制后，Buck直流变换器的输出电压也被低频调制，即输出低频调制频率电压分量的幅度与成正比，频率与占空比扰动信号调制频率一样，这就是线性电路的特征。实际上，Buck直流变换器的输出电压中除直流和低频调制频率电压分量外，包含开关频率带、开关频率谐波带与其边频带。当开关频率与其谐波分量幅度较小时，开关频率谐波与其边带可以忽略，这时小信号的扰动量的关系近似为线性关系，于是就可以用传递函数来描述DC/DC变换器的特性。 为化简模型，需要忽略开关频率与其边带、开关频带谐波与其边带，于是引入开关周期平均算子的定义 (2-3

15、5)式中，是DC/DC变换器中某电量；为开关周期，。对电压、电流等电量进展开关周期平均运算，将保存原信号的低频局部，而滤除开关频率分量、开关频率谐波分量与其边频分量。下面将开关周期平均运算应用于电感元件或电容元件。描述电感元件的特征方程式为 (2-36上式两边同除以L并在一个开关周期中积分，得： 2-37上式左边表示在一个开关周期中电感电流的变化，右边与电感电压的开关周期平均值成正比；上式右边应用开关周期平均算子符号，得： 2-38上式明确，一个开关周期中电感电流的变化量与一个开关周期电感电压平均值成正比。经整理得：2-39另外由 2-40上式称为欧拉公式将2-38代入2-19，得： 2-41

16、由上式可知，电感的电流和电感两端的电压经过开关周期平均算子作用后仍然满足法拉第电磁感应定律，即电感元件特性方程中的电压、电流分别用它们各自的开关周期平均值代替后，方程仍然成立。当电路达到稳定时，根据电感电压的伏秒平衡原理：电感电压的平均值等于零，于是=0，由式2-41得。明确电感电流的开关周期平均值Ts等于常数，但并不明确电感电流的瞬时值在一个开关周期中保持恒定。实际上在DC/DC变换器中，一个开关周期中电感电流的瞬时值波形一般近似为三角波。类似地也可推的经开关周期平均算子作用后描述电容的方程为 2-42上式明确电容元件特性方程中的电压、电流分别用他们各自的开关周期平均值代替后，方程仍然成立。

17、当电路达到稳态时，根据电容电荷平衡原理：电容电流的平均值等于零，于是由式2-42得： =0，明确电容电压的开关周期平均值是常数，但并不明确电容电压的瞬时值在一个开关周期中保持恒定。实际上在DC/DC变换器中，一个开关周期中电容电压的瞬时值波形一般近似为三角波。2.5.2 小信号交流等效电路图2.7 Buck变换器小信号交流等效电路2.5.3 平均开关模型基于数学方法的状态空间平均法计算复杂，而且不直观。如果能通过电路变换，求得小信号交流模型，将更直观，使用更方便，这就是平均开关模型方法的出发点。平均开关模型不仅可应用于PWM DC/DC变换器，也可用于谐振变换器、三相PWM变换器。任何DC/D

18、C变换器都可分割成两个子电路，一个子电路为定常线性子电路，另一个为开关网络，如图2.8所示定常线性子电路无需进展处理，关键是如何通过电路变换将非线性的开关网络子电路变换成线性定常电路。图2.8 变换器分割成定常线性子电路和开关网络图2.9 开关网络等效成理想变压器与电源组成的网络Buck变换器的开关网络。为了获得平均开关模型，将其中两个端口电量，如和表示成、占空比d的函数。图2.10 Buck变换器开关网络 2-43 2-44作小信号扰动，忽略二阶交流项，线性化处理后，可推出Buck变换器等效小信号交流模型。2.5.4 状态空间平均法DC-DC开关变换器的建模方法经历了由数值法到解析法，有离散

19、解析法到连续解析法平均法的不断开展的过程。数值法所得的结果，物理概念不明确，很难提供电路工作机理的信息而且计算量过大离散法准确，但所得结果的表达式比拟复杂，物理概念不明确，难以处理非理想元件，不便于设计，很难在工程实际中广泛应用。平均法一直是DC-DC开关变换器建模理论中最为重要的建模方法，它对设计有一定的指导意义，近年来，得到了很大的开展，主要有状态空间平均法和电路平均法。状态空间平均法是开关变换器的根本分析方法，可进展稳态和动态小信号的解析分析，此方法有着重要的实用价值，至今仍受欢迎。但状态空间平均法在进展状态空间平均变换处理时要求开关变换器的开关频率远远大于电路特征频率接状态方程中输入变

20、量为常数或缓慢变换量，只能用在扰动频率比开关频率低很多的情况，不适用于谐振变换器。当变换器有更多的开关状态、含有更多的电容和电感动态元件时，状态空间平均法需要进展大量的运算，建模过程复杂，分析较繁琐。目前，该方法主要用以分析理想PWM开关变换器。电路平均法是从变换器的电路出发，对电路中的非线性开关元件进展平均和线性化处理，得到线性等效电路模型，其最大优点是等效电路模型与原电路拓扑一致。主要有：时间平均等效电路法、能量守恒法。时间平均等效电路法的关键是利用电路理论中的替代原理将开关变换器的开关器件由受控电压源或受控电流源进展替代变换，得到开关变换器的等效平均电路，从而用常规方法就可进展开关变换器

21、的DC稳态和AC小信号分析。该方法只需对开关变换器进展简单的等效处理即可获得等效平均电路。不需要进展复杂的运算，可以适用于状态平均方法所能适用的所有开关变换器的建模分析，具有直观，物理意义明确的优点，适用于DC-DC变换器、谐振变换器的建模和分析。但该方法只用于理想开关变换器的建模分析。2.5.5 脉冲积分法脉冲积分波形积分法是一种能通用于脉宽调制型、准谐振型、桥式串并联谐振型等各类DC-DC变换器的统一建模方法，能充分反映各类变换器自身的特点，为变换器动态性能指标的分析与设计提供统一衡量标准。此方法的主要特点是：用周期性脉冲函数将变换器在一个周期的各个子拓扑统一形成一个拓扑，物理概念清晰；对

22、小信号变量的采样函数作拉氏变换，模具具有采样数据模型的特点；可根据变换器的不同类型作相应线性近似处理。2.5.6 二电平Buck电路电感电流连续的建模图2.11 Buck变换器主电路图2.12 等效开关网络 2-452-46 Buck变换器等效电路对电路作扰动信号，即令：2-472-482-492-50对上图列写电压电流方程有：2-51一、对2-51化简并求解得：2-52上式中忽略二次项，消去稳态分量，对小信号进展拉氏变换得：2-53化简2-51有2-54消去稳态分量，对小信号扰动量进展拉氏变换得2-552-56联合求解2-54和2-55式得：2-57二 ,前提条件是对2-51式化简并求解得：

23、 2-58求拉氏变换得： 2-59对2-51式化简并求解得 2-60联合2-59和2-60求解得2-612.5.7 二电平Buck电路电感电流断续的建模二电平Buck变换器电路原理如下列图。图2.14 二电平Buck变换器电路原理图。波形如下列图：图2.15 二电平Buck变换器断续工作波形图当时，S导通，其工作电路如图2.16所示：图2.16 当时的二电平Buck变换器工作电路图当时，其工作电路如图2.17所示：图2.17 当时的二电平Buck变换器工作电路图当时，其工作电路图如下列图：图2.18 当时的二电平Buck变换器工作电路图统一拓扑电路图如下列图图2.19 二电平Buck变换器断续

24、工作统一拓扑图2-622-63此时电路波形如下列图：图2.20 和波形图2-642-652-662-672-681当，即时的传递函数。2-692-702-712-722当，即，求的传递函数2-732-742-752-76至此，已完成了对二电平Buck电路连续和断续工作模式的建模，以后将以此为根底对其控制回路进展设计。3Buck 型DC/DC变换器的控制回路3.1 PWM调制器随着电能变换技术的开展，功率MOSFET在开关变换器中开始广泛使用，为此美国硅通用半导体公司Silicon General推出SG3525。SG3525是用于驱动N沟道功率MOSFET。其产品一经推出就受到广泛好评。下面我

25、们对SG3525特点、引脚功能、电气参数、工作原理以与典型应用进展介绍。 SG3525是电流控制型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反应电流来调节脉宽的。在脉宽比拟器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进展比拟，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比拟理想的新型控制器。3.1.1 SG3525芯片简介SG3525脉宽调制型控制器是美国通用电气公司的产品，作为SG3524的改良型，更适合于运用MOS管作为开关器件的DC/DCmA,电流峰

26、值可达500mA。可直接驱动功率管，工作频率高达400KHz，具有欠压锁定、过压保护和软启动等功能。该电路由基准电压源、震荡器、误差放大器、PWM比拟器与锁存器、分相器、欠压锁定输出驱动级，软启动与关断电路等组成，可正常工作的温度X围是0-700V士1%，工作电压X围很宽，为8V到35V. 其管脚如图3.1所示： 图3.1 SG3525管脚图1、 (引脚1)：误差放大器反向输入端。在闭环系统中，该引脚接反应信号。在开环系统中，该端与补偿信号输入端引脚9相连，可构成跟随器。 2、 (引脚2)：误差放大器同向输入端。在闭环系统和开环系统中，该端接给定信号。根据需要，在该端与补偿信号输入端引脚9之间

27、接入不同类型的反应网络，可以构成比例、积分和微分等类型的调节器。 3、 Sync(引脚3)：振荡器外接同步信号输入端。该端接外部同步脉冲信号实现与外电路同步。 4、 (引脚4)：振荡器输出端。 5、 (引脚5)：振荡器定时电容接入端。 6、引脚6：振荡器定时电阻接入端。 7、 Discharge(引脚7)：振荡器放电端。该端与引脚5之间外接放电电阻，构成放电回路。 8、 (引脚8)：软启动电容接入端。该端通常接一只5 的软启动电容。 9、 pensation(引脚9)：PWM比拟器补偿信号输入端。在该端与引脚2之间接入不同类型的反应网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。 10、 Sh

28、utdown(引脚10)：外部关断信号输入端。该端接高电平时控制器输出被禁止。该端可与保护电路相连，以实现故障保护。 11、 Output A引脚11：输出端A。引脚11和引脚14是两路互补输出端。 12、 Ground(引脚12)：信号地。 13、 (引脚13)：输出级偏置电压接入端。 14、 Output B引脚14：输出端B。引脚14和引脚11是两路互补输出端。 15、 引脚15：偏置电源接入端。 16、 (引脚16)：基准电源输出端。该端可输出稳定性极好的基准电压。 3.1.2 SG3525内部结构图如下列图为SG3525内部结构图：图3.2 SG3525内部结构图3.1.3 SG35

29、25的工作原理SG3525内置了精细基准电源，微调至 1.0%，在误差放大器共模输入电压X围内，无须外接分压电组。SG3525还增加了同步功能，可以工作在主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步，为设计提供了极大的灵活性。在CT引脚和Discharge引脚之间参加一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于SG3525内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。 SG3525的软启动接入端引脚8上通常接一个5 的软启动电容。通电过程中，由于电容两端的电压不能突变，因此与软启动电容接入端相连的PWM比拟器反向输入端处于低电平，PWM比拟器输出高电平。此时，PWM锁存器的输出也为高电平，该高电

30、平通过两个或非门加到输出晶体管上，使之无法导通。只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时，SG3525才开始工作。由于实际中，基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上，而输出电压的采样电压如此加在误差放大器的反相输入端上。当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，这将导致PWM比拟器输出为正的时间变长，PWM锁存器输出高电平的时间也变长，因此输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实现了稳态。反之亦然。 外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。当Shutdown引脚10上的信号为高电平时，PWM锁存器将立即动作，禁止SG3525的

31、输出，同时，软启动电容将开始放电。如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关断信号完毕，才重新进入软启动过程。注意，Shutdown引脚不能悬空，应通过接地电阻可靠接地，以防止外部干扰信号耦合而影响SG3525的正常工作。 欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。如果输入电压过低，在SG3525的输出被关断同时，软启动电容将开始放电。 此外，SG3525还具有以下功能，即无论因为什么原因造成PWM脉冲中止，输出都将被中止，直到下一个时钟信号到来，PWM锁存器才被复位。特点如下： 1、工作电压X围宽：835V。 2、1 1.0%V微调基准电源。 3、振荡器工作频率X围宽：100Hz400

32、KHz.4、具有振荡器外部同步功能。5、死区时间可调。 6、内置软启动电路。 7、具有输入欠电压锁定功能。8、具有PWM锁存功能，禁止多脉冲。9、逐个脉冲关断。 10、双路输出3.2 驱动电路驱动电路就是将信息电子电路传来的信号按控制目标的要求，转换为相应的驱动信号。开关型功率器件的驱动分为两种形式：一是电流型驱动,如GTR；二是电压型驱动，如功率MOSFET、IGBT。无论是哪种驱动电路，在设计时都必须考虑以下两点：最优化驱动特性和自动快速保护。所谓最优化特性就是以理想的控制极驱动电流(或电压、或两者兼有)去控制功率器件的开关过程，以提高开关速度、减小开关损耗；自动快速保护如此是在驱动电路故

33、障状态下快速自动地切断控制极信号，防止功率管遭到损坏，在主回路故障状态时能与时自动切断与主回路的联系的能力。本文使用的驱动芯片为M57962，其管脚图如图3-3所示图3.3 M57962管脚图管脚说明：1、 IGBT电流检测端，接IGBT的集电极。2、 盲区时间设定端。3、 未连接。4、 驱动器的辅助电源的正端，+15V。5、 驱动器输出端，接IGBT的栅极。6、 驱动器的辅助电源的负端，-12V。7、 未连接。8、 故障信号输出端。9、 短路保护后再次启动时间设定端。10、软关断时间设定端。11、12、空脚。13、信号输入端地端(与SG3525共地)。14、信号输入端。3.3 补偿网络为了使

34、DC/DC变换器系统具有较好的相对稳定性，需要给系统参加补偿网络，补偿网络电路的实现大都利用PWM控制IC芯片内部的误差放大器外加RC无源元件构成，或者将PWM 控制IC芯片内部误差放大器当作缓冲器，利用外加的运算放大器加RC无源元件构成补偿网络电路。补偿网络的结构一般可分为三种：超前补偿网络；滞后补偿网络；超前-滞后补偿网络。本文主要利用的是超前-滞后补偿网络。超前-滞后补偿网络输出正弦信号的相位在不同频率X围有落后又有超前于正弦输入信号的特性，它结合超前补偿与滞后补偿的特性，发挥滞后补偿特性 提高静态性能，利用超前补偿特性提高相对稳定性和动态性能。由于利用RC网络构成的超前-滞后补偿网络的增益只能衰减不能增加，一般要求增益也可任意改变。因此，采用运算放大器构成的超前-滞后补偿网络，即所谓有源超前-滞后补偿网络。有源超前-滞后补偿网络除零、极点的位置可以任意安排外，增益也可以任意选择，以满足补偿的要求。补偿网络的具体设计步骤将在下章具体的介绍。25 / 25