外文翻译 永磁同步电机和无刷直流电动机

《外文翻译 永磁同步电机和无刷直流电动机》由会员分享，可在线阅读，更多相关《外文翻译 永磁同步电机和无刷直流电动机（51页珍藏版）》请在装配图网上搜索。

1、译文：永磁同步电机和无刷直流电动机R. 克里希南美国弗吉尼亚理工大学电气和计算机工程系序言：永磁交流电机驱动器上的图书主要集中在机械的设计，并仅按一个基本的方式叙述了这些驱动器的控制和转换。在过去二十年来，研究和开发的控制策略及其随后的应用，已被杂志刊物报导，并在学术会议上提出。基于这些出版物和会议的知识尚未被系统地写成书刊传播到工业和学术界。随着与这些驱动系统相关的电力电子技术被关注，三相桥逆变器已被用作标准使用很长一段时间。随着时间的推移， 对它的理解和控制有显著的变化。成本最小化，已成为新兴的大批量应用的主要焦点，因此有必要考察子系统成本。虽然控制器的成本已经根据它们的应用变得标准化，成

2、本最小化的明显目标是转换器和电机。近来，新的电源转换器拓扑结构也正在考虑低成本的驱动系统。本书专门为永磁交流机器并侧重于控制和低成本的转换器拓扑及时地补充了这方面知识。牢记这一点，这本书涉及的内容已发展了好几年。本书的一些章节，在弗吉尼亚理工大学被广泛用于博士生水平教学，以及丹麦的奥尔堡大学，美国和其它国家的企业进行试点教学。这本书分为三个部分。第一部分涵盖的电机、电源设备、逆变器及其控制（第1和第2章）的基础。第二和第三部份分别专门讨论永磁同步（第3至第8章）和无刷直流电动机驱动器（第9至第14章）。要了解永磁交流驱动器必须由电机的基础开始。第1章从基本介绍了同步电机的特点和它们的工作点、电

3、机转子配置、同步电机和无刷直流电机之间的差异、绕组以及分布在齿和槽的磁通密度、有关于电机尺寸、磁铁和定子励磁、扭矩和输出功率、寄生电感的表达式。此外，还包括了表征电机的铁心损耗，它们的计算和测量，和建模和控制策略的方案。本书更侧重于正弦波电机而不是梯形波电机，因为前者与其它交流电机无论是在运作上还是操作和控制的法则上与其它交流电机密切相关。若只考虑变量的基本组成部分，正弦波和梯形波永磁电机的行为是一致的。尽管它们之间有一些重大的差异，适用的原则是显而易见的。各种永磁铁置于转子上的电机或者置于定子上的特种电机，尽呈现于此，使读者们能够熟悉老的和新电机。第2章包含了功率器件的开关特性和开关损耗、整

4、流器、逆变器的简要说明。逆变器部分介绍了各种换流方案、它们的优缺点、它们的建模、还包括永磁交流电机的四象限运行和适用性，还有描述和操作永磁交流驱动系统的常用术语。以转子为参考系，采用dqo轴，使用空间相量变量系统的永磁同步电机的动态建模，将在第3章中给出。本章的方法是直观的，并假定读者熟悉基本电路理论和简单的三角关系的轴投影。基于MATLAB的仿真结果说明了各项建模的正确。这个动态模型需要在随后的不断地补充扩展。永磁同步电机控制的基础是向量控制，使得电机的转矩和磁通分离。额外的性能要求，如恒转矩角，功率因子，磁通常量的联系，单位电流的最大扭矩，电流和磁通量相量的固定角，功耗常量，最大效率迭加向

5、量控制器和针对同步机的各种控制策略出现。所有这些控制策略的永磁同步机和其某些方面实施的在第4章进行了阐述。弱磁对扩大永磁同步电动机的调速范围是至关重要的。第5章中提供了实现弱磁各种控制策略，得以实现。更重要地，六步变频器运行在弱磁模式正在研究中，与其它方法的有模型和无模型弱磁控制器相竞争。内转子和外转子永磁电机在弱磁以及恒转矩区域的表现，它们之间的差异得到机械参数归一化，并进行了讨论。驱动器必然有转矩控制的内电流控制回路，而电流控制器也是他们在实践中的设计过程必要的。这样的过程是来自于框图简化方法得到的传递函数。这个方法确立了区分了励磁的直流电机和永磁同步电机之间的相似点和不同点，从而增加了读

6、者的理解。速度控制的实现依赖外部速度反馈回路。速度控制器的设计采用的是最佳对称方法分析得出。第6章中的一个例子说明了设计过程。几乎所有的控制策略，取决于其运行的机器参数。由于定子电阻和转子磁链对温度和q轴电感饱和的敏感性，驱动器性能的结果和方法，第7章研究如何克服在系统中在永磁同步电机的影响。位置信息对永磁同步电动机驱动控制的成功是至关重要的。位置传感器的方法是从成本和可靠性的角度来看非常有吸引力。第8章讲述无位置传感器控制的几种方法。第9至14章对永磁无刷直流电机作了研究。第9章详细阐述了这类电机的建模和仿真。这一章也加入了中普遍使用的控制方案。第10章解决了换相转矩脉动及其计算的重要问题。

7、弱磁研究作为一个辅助的方法，介绍了用傅立叶级数研究扭矩。半波逆变器拓扑的出现，主要是迎合大批量应用的低成本和高性能的要求。第11章研究四个这样的逆变器拓扑结构的永磁无刷直流电动机系统。使用非常类似的方法，为永磁同步电动机电流和转速控制器的设计出现于第12章的细节中。第13章中讨论了电流和无位置传感器永磁无刷直流电动机操作的各种方法。各类中课题这些电机的转矩平滑，参数敏感性在第14章中所述。这本书为本科学历的工程师而着，特别是电气工程师。本书的内容还能以电机驱动领域的高级课程作为某一个学期教材，如在弗吉尼亚理工大学的电子与通信工程系。这里已试图制定一个一致分析与设计处理各种问题的第一原则的方法。

8、而实现建模和分析中的流动方式是无可避免的，像这样的书，它的目的是为了那些每天在他们的设计和开发的工作中面临挑战的工程师们。只要适当，程序代码的开发，给出了模拟驱动系统。MATLAB是MathWorks公司的注册商标，公司的产品信息，请联系：MathWorks公司苹果连山道3美国Natick市，MA 01760-2098电话：5086477000传真：508-647-7001电子邮件：info网站：我以自己的解释都慷慨地附上发表论文的材料，尤其是GR Slemon博士和他以前的学生，最值得留意的是T.塞巴斯蒂安博士和刘博士。对教授J.霍尔茨和他伙伴的逆变器，电流控制，转子位置传感器控制的工作表示

9、感谢。我的博士生过去和现在的大量的研究成果都纳入在文本中。我承认使用由下列材料：P. Pillay教授、G. H. Rim博士、P. Vijayraghavan博士、R. Monajemy博士、Byeong Seok Lee，Nimal Lobo，JaeHyuck Kim博士，特别是，P.Vijayraghavan, Nimal Lobo和Ben Rudolph博士的帮助与建议，对本书的编辑上的帮助，本书中难免有误，书成后，其研究成果，而属于所有在这一领域的研究人员和从业人员。我很感谢Nora Konopka，Marsha Pronin和弗朗西丝周的出版社和来自SPi, Manju Chinn

10、appan和Anithajohny Mariasusai的承包商，感谢他们的帮助、建议和这本书的编写过程中的耐心。维贾雅，我的妻子，一直以最欢快的心情支持本书的写作。而她，是我最爱。R. 克里希南布莱克斯堡, 弗吉尼亚第二章 逆变器及其控制的介绍使得永磁电机被广泛使用的子系统，是标准的电力电子变流器模块。电机要能变速，定子电流频率可变是必需的，并通过逆变器实现。逆变器的输入是直流电压，在大多数情况下，从交流电源通过整流二极管桥获得。交流电源的输入是使用范围从零点几马力至1马力，或超过1马力的单相电源，三相交流电源是首选。三相电机和三相逆变器在应用中占主导地位。从实用电源和功率因子的要求绘制正弦

11、交流电的线电流站到了大型电机的前列。为了满足这些需求，AC到DC的前后端转换器正由二极管桥式整流改变为可控桥变换器，这些都将在本章介绍。其它前端转换器，在过去四十年里，专门针对永磁电机的驱动器在电力电子这个子系统几乎没有发生任何变化。本章介绍了器件，它们的开关动作，门电路，保护电路，交流到直流以及直流到交流电源转换子系统，和它们的控制。特别是重点放在死区时间的控制效果，也就是介绍在逆变器电压和电流波形及其补偿的上桥臂和下桥臂之间的开关器件的启动。在低转速控制系统，包括在零转速运行，逆变器出现非线性由于死区以及其它方面，如设备电压下降影响的电能质量，特别是在无位置传感器的控制系统。有鉴于此，逆变

12、器死区补偿和器件电压下降获得的线性特性，在此详细介绍。这种逆变器电压和电流的控制的做法，流行的方案之一：脉冲宽度调制（PWM），滞环控制，空间向量调制。这些计划的详细基本面。 PWM控制需要对控制信号采样。阐明两个采样方案，并在实践中鉴定。逆变器控制的最重要方面是空间向量调制。据详细描述使工程师能够制定一个实施方案，以适应各种应用的迫切需要。结合脉冲宽度和空间向量调制的混合方案，本章给出了实施控制变频器损耗带来了极大的灵活性。逆变器控制模型在传递函数和控制器的设计中得到发展。谐振，多层次，矩阵变换器本章没有涉及，因为它们在永磁同步电机和无刷直流电动机中并不流行。2.1电源设备2.1.1电力装置

13、和开关自半功率导体开关问世以来，电压、电流、功率和频率的控制已变得成本低效益高1-5。在控制电路里使用了集成电路、微处理器、VLSI电路，控制精度已得到提升。下面介绍一些主流的功率器件，如二极管，金属氧化物半导体场效晶体管（MOSFET），绝缘栅双极晶体管（IGBT），和它们的符号和功能。这些器件常在永磁同步电机和无刷直流电机中。超出本章的范围以外的器件的物理性质及其运作细节有兴趣的读者可查阅其它来源。2.1.1.1功率二极管这是一个有两个端子PN结。其阳极电位高于阴极电位时其通态压降，称为正偏压，器件的开启和电流流通。器件通态压降通常是0.7 V，当器件被反向偏置，即阳极电位小于阴极，器件关

14、闭和成阻断模式。通过二极管的电流变为零，然后反向关断5模式，如在图2.1所示。反向电流的发生是因为反向偏压导致在器件存在反向恢复电荷。器件恢复达到其反向电压阻断能力所用最短的时间是Trr和反向电流的面积是二极管的反向恢复中的电荷Qrr。超过其上的通态压降二极管便失去正向电压阻断能力。关闭导导通中的二极管唯一途径是通过反向偏置，即在其阳极和阴极间加反向电压。请注意，二极管像其它器件一样，低电平信号是不可控的。二极管的反向恢复时间从数微秒到数十微秒，因而被认为是慢开关器件。然而实际应用时，二极管开关时间：开启和关闭时间的总和，相对于应用中的传输时间是微不足道的。因此，这些二极管应用于交流电源转换成

15、直流电源整流器中。这样的二极管被称为功率二极管。功率二极管规格可达数千安培和数千伏特，而开关频率通常受到使用频率的限制。图2.1对于快速开关应用，快恢复二极管反向恢复时间在几百安培几百伏特时只有几十纳秒数，但却有较高的通态压降2-3V。它们通常用于电压高于60-100伏的快速开关整流和逆变器中。小于60-100伏特的低压开关应用情况下，使用肖特基二极管。它们对仅有0.3 V的通态压降，从而在电源转换中比快恢复二极管和功率二极管具有更高的效率。2.1.1.2 功率场效应管该器件是一类只需要低电压打开和关闭的场控型晶体管，并能达到高达30千赫到1兆赫的范围开关频率 5。 该器件开关功率可达100A

16、、100-200V时，10A、1000V，该器件在导通时的特点是像电阻，因此可以作为电流变换的电阻使用，从而省略了一个单独的电流传感器件，如霍尔效应电流传感器驱动系统，可以节约成本使电子封装上更紧凑。器件总是反向并联体二极管有时被称为寄生二极管，并具有较高的电压降。由于体二极管存在，这样的器件没有反向电压阻断能力。一个N沟道MOSFET符号和其特点，漏电流iD，与漏源电压VDS对应不同的栅源电压VGS，如图2.2所示。栅源电压上限值通常是20 V，为了抵抗噪声干扰，向栅源极反向偏压，如5伏是可取的。这确保噪声电压必须克服这个负偏差的屏障，才能够开启开关。低成本驱动器没有给器件提供栅极反偏置的一

17、个额外的负逻辑电源。许多工业级装置需要这种保护。图2.2示意图（一）N沟道MOSFET和（二）特点。闸门信号产生参考的是源极。门信号由一个微型或数字信号处理器产生，在一般情况下，处理器并无足以产生所需的电压等级和电流强度去推动门的能力。因此，处理器输出的和栅极输入电路之间需要将处理器的输出电压为转移5-15V，大电流的能力（几毫秒，依不同的应用而定）的电平转换电路，被称为栅极驱动放大器电路。栅极驱动放大器电路的输入与其逻辑电平信号是隔离的，因为逻辑电平输入信号有一个共同的电源，而不同的栅极有不同的MOSFET源极，它们可能有不同电平值。对于隔离电路，低电压（300V）时，使用单芯片光隔离器，或

18、由DC-DC转换电路，高频变压器进行链接（1000V）。在实践中可以发现、划分为不同类型的隔离电压。加入栅极驱动电路过流，欠压，过压保护是常见的。电流检测从漏源两侧的电压降获得而电压的保护则是通过检测直流输入电压转换电路进行。他们可以用廉价的电阻检测。其中一个典型的栅极驱动电路可表示为图2.3。在许多的栅极驱动电路，电压和电流保护信号可与栅极输入信号相与，也就是在门信号放大之前先经过与门。在这种情况下，与门电路和放大电路之间的时间延迟需要关注，使瞬时保护必须在这个时间延迟之内。栅极驱动电路的单芯片封装，它们通常是在低电压（350 V直流链路）转换器电路中使用。对于其它电压，栅极驱动电路从适应一

19、个电路到另一个不同特点的应用特定地开发出来。2.1.1.3绝缘栅双极晶体管这是一个从浇注的观点可取的特点的MOSFET晶体管在反向电压阻断能力的传导三元的装置。其通用符号为图2.4。图2.4这些器件当前可使用的电流范围是1.2 kA、3.3千伏和0.6 kA、6.6千伏时导通压降5V，如果降低导通状态压降，器件高电流承受能力可进一步提高。据预计，在不久的将来商业上将出现在的最大电流（1kA）和电压（15千伏）的等级的器件。由于开关损耗和电磁干扰（EMI）的关注，许多器件高功率场合的利用都在低频段内，而通常认为开关频率在20 kHz左右。2.1.2功率开关器件在设计中转换器的器件的瞬态开关理解是

20、重要性，因为它涉及到其损耗，转换器的效率和电机驱动系统，此外就是在电源转换器封装的散热管理上。本节考虑设备通用性5上说明了器件开启和关闭的瞬态。一个装置，用于供给负载的电压，建立、维持或减少流通电流。因此，电源电压可以理想化为一个电压源。而负载，认为它是感性的。这是在交流电机驱动器的情况下，机器本质上是感性的。对于一个开关导通期间，在几十微秒到几毫秒内，负载电流可以近似一个理想电流源。因此，开关电路可以看作理想电压源和电流源，如图2.5所示。电压和电流源的大小分别是Vs和Is。图2.5a图2.5b最初的电力开关是关闭（不导电或阻塞状态）条件和它两端的电压等于电压源。源电流Is的路径，由与它并联

21、的二极管提供。考虑开关器件上施加一个正电压VG门被打开。其中有一段时间器件上电压或电流没有发生变化，被称为延迟时间TD1。在这个延迟时间结束时，电流除了流过续流二极管外产生了另一个附加路径。在TRC这个时间内开关器件中电流从零开始线性增加到Is，这个时间称为电流上升时间。在此期间，注意到二极管是导通的（它两端的电压几乎是零或导通），因此整个装置的电压等于电源电压。此电压源迫使电流从二极管向开关器件转移，导致在开关器件产生电流。开关器件的电流上升受到电流源Is的限制。二极管的电流降为零时，器件的电流达到的Is的最大值。整个器件的电压从VS线性下降导通压降，这个时间，TFV（电压下降时间），由相同

22、的道理，二极管两端的电压从零上升到源极电压。电流上升和电压下降时间的总和，是开关开通瞬态时间，并注意在此期间，器件损耗是非常高的。当它在一个周期平均起来，开关损耗通常是很小的。导通期间，整个器件的电压是其导通压降（即通常在1-3V，取决于器件的本身），在导通时间，注意，功率损失较小。当他们在本节被量化，开关和传导损耗程度变得比较清晰。对于大多数的电机驱动器，传导损耗是主要的，比开关损耗高得多。当门控信号进入关闭状态，开关器件关闭的响应存在td2延迟时间。然后在trv时间里，器件的电压线性上升到Vs，电流开始从开关器件转移到正向偏置的二极管。器件的电压上升期间其电流保持恒定的。经过TFC也就是电

23、流下降时间，电流的转移完成。整个开关器件的电压上升和电流下降时间的总和，是器件关断的瞬时时间，在此期间，器件的损耗是非常高的。这样一个过程描述，同样是适用于一个二极管，因为二极管也是开关设备。它的开启了取决于阳极与阴极的正向偏置。二极管和任何其它的可控开关器件之间的主要区别是，后者是连接，并通过其门极（或基极）的逻辑电平的低电压信号控制。另外一个区别是，当二极管被关闭，在二极管的电流将通过零点存在称为反向恢复的很短的时间，然后再回到零。在此反向恢复期间，电压源是由二极管和可控开关器件短路。在快速开关（或快速恢复）二极管这只将持续几纳秒。如此高的电流脉冲，在可容忍程度一般的工业系统，对这些信号可

24、能会导致严重的EMI和源识别系统问题。电感缓解了此问题。考虑电压源和电流源、电流源和可控开关、可控开关和电压源之间的连接线（电缆）。它们相应地构成了输电线路，每个部分都有一个电阻、电感、电容的分布。如在图2.6所示，一个合理的非理想连接电路的集中参数模型是可视化。连接电缆的元素是寄生的，它们不是设计师打算和设计所需的，在讨论时它们以不利的方式影响电路性能。电缆的电感和电容储存的能量和电阻消耗造成电路的运作效率较低。当开关关断时，在电感储存的能量需要其它路径替代。应该避免与它相连的载流电感开路的不利影响对器件造成故障。电感减缓了在器件开通时的电流上升速度，更重要的是产生一个电流的变化率确定的比源

25、电压高的电压，从而创造一个在关闭实时和间隔过电压。实际上，它要求开关电压比源电压较高，导致器件电压的利用率较差。另一种观点是本设备伏安评级是比什么是有效使用权力的转移，从源头上负载更多。为了减少寄生电感的影响，设备，电流源，电压源之间的连接电缆的长度应尽量减少。还放置电容两端的电压源，但在侧面接近设备（在端子P和O在图2.6）也将大大给付这种努力。不同的观点，这是该装置伏安额定值从电源到负载大大超过了有效地用于电力传输值。为了减少寄生电感的影响，设备，电流源，电压源之间的连接电缆的长度应尽量减少。还放置电容两端的电压源，但在侧面接近设备（在端子P和O在图2.6），也将大大有利于这种努力。图2.

26、6特别是跨设备的寄生电容放电时，他们正在开启的设备储存的能量。在那一瞬间，有效的设备两端的寄生电容的电压，短路，从而迫使期间的电流浪涌设备打开。这可能只持续很短的时间，因为涉及的能量非常小，但强调过流保护装置。寄生电容也减缓整个设备的电压变化率时，该设备被关闭，从而保持在安全的dv / dt限制设备。有一个大的dv / dt能力与现代设备，寄生电容的作用是不限制在关闭时的电压变化率的关键。所示开关被称为硬开关电流和电压的转换，在完整的源电压和电流发生装置，分别在开启和关闭期间。谐振和软开关电路，使开关在零电压和电流转换，减少或几乎消除了开关损失。稍后显示，开关损耗不是大多数工业和商业的永磁同步

27、无刷直流电动机驱动，因此计划和电路中的主导，以减少开关损耗不考虑这些驱动器在一般。但许多这些电路是不经济的，目前在电机驱动应用程序中一般不考虑，因此，在这个文本也进一步说明。9永磁无刷直流电机具有梯形感应电动势的永磁同步电机被称为永磁无刷直流电机（PMBDCM）。第1章中已经讨论过这种机器比较优势的永磁同步电动机。这些机器超过其对应的普及的主要原因是因为其控制简单。要启动在一机多阶段的启动和换相电流，感应电动势常数平坦部分的开头和结尾有被跟踪。这仅相当于六个离散位置为三相电机在每个电周期。使用三个霍尔传感器,这些信号可以很容易地生成，相互差120电度。面临着一个小磁铁轮永磁无刷直流电机或额外的

28、磁轮的转子的极有相同数量的固定转子可免除延长堆栈长度超出定子转子，并使用霍尔传感器安装转子磁体提供的位置信息。这样的安排，跟踪转子磁铁的绝对位置，因此在所有的机器阶段的诱导电磁场的形状和位置。相反的永磁同步电动机，这就需要持续和瞬时绝对转子位置，永磁无刷直流电机的位置回馈的要求简单得多，因为它需要只有六个离散为三相机器的绝对位置回馈传感器的主要节省成本。进一步控制涉及在永磁同步电动机驱动器的显著性的向量运算，而这些操作都不会永磁无刷直流电机驱动器的操作要求。永磁无刷直流电机的动态建模及其控制方案在这一章中提及。遵循动态建模仿真和分析。 MATLAB的动态仿真代码的样本，给出了系统的动态驱动性能

29、的插图。建模和控制1-20，模拟一些参考21-25，性能和改善26-33电机驱动系统也包括在内。9.1永磁无刷直流电机模型永磁无刷直流电机的磁通分布是梯形的，因此是不适用的d-Q的永磁同步电机转子参考帧模型开发。鉴于非正弦磁通分布，这是审慎的派生永磁无刷直流电机模型相变量。基于该模型的推导17A由于转子定子谐波连接，电致发光的感应电流被忽视，铁和杂散损耗也被忽视的假设。阻尼绕组通常不永磁无刷直流电机和阻尼的一部分是由变频器控制。电机被认为有三个阶段，即使对于任何阶段的推导过程是有效的。电机电气常数定子绕组的耦合电路方程为(9.1)其中Rs为每相定子电阻，它被认为是所有三个阶段的相等的。感生电磁

30、场EAS，EBS，和ECS都假定是梯形。EP是推导出的峰值，如： (9.2)N是每相导体的序号v是速度，米/秒l是导体长度，Mr是转子孔，米半径M是角速度，为rad / sB是被放置在其中的导体领域的磁通密度这磁通密度，完全是由于转子磁铁。产品（BLR），这是A，具有通量尺寸和气隙磁通成正比，g，如: (9.3)请注意，产品具有通量和串联导体数维磁链和P表示。因为这是唯一的比例由1/的一个因素逐步磁通联系，它被简称为修改后的磁链。如果有没有角转子磁阻的变化，并假设对称三个阶段，各个阶段的自我电感平等和之间的相互感彼此是相等的，他们都表示为 以及 (9.4)代方程9.1方程9.3和9.4，PMB

31、DCM模型得到 (9.5)定子相电流限制是平衡的，即IAS+ IBS+ ICS= 0，从而导致在该模型的电感矩阵简化为 (9.6)据观察，相电压方程是相同的直流电机的电枢电压方程。相似的直流机并没有电刷和换向器，永磁无刷直流电机在工业界被称为“机器背后的原因。电磁转矩 (9.7)瞬时引起的的电磁场可以写成 (9.8) (9.9) (9.10)功能FAS（比r），FBS（比r），FCS（比r）EAS，EBS的形状相同，并与最大震级为1精英。引起的电磁场没有尖角所示梯形的功能，但圆滑的边缘。这是因为电磁场是光通量联系衍生物和FL UX联系是连续函数，也使得边缘与没有突发边缘的顺利光通量密度函数。电

32、磁转矩可以写成 (9.11)惯量J，摩擦系数cient B和负载转矩Tl的一个简单的系统的运动方程 (9.12)电机转子转速和位置有关 (9.13)这里P为极数M是转子机械为rad / s的速度比r是RAD转子的位置结合所有相关方程，系统的状态空间形式如 (9.14)这里 (9.15) (9.16) (9.17) (9.18) (9.19)状态变量比r，转子的位置，是必需的，这样才能有功能FAS（比r），FBS（比r），FCS（比r），它可以实现从一个存储表。这就完成了PMBDCM的模型。9.2标准化系统方程永磁无刷直流电机方程可以采用基准电压VB，基极电流IB，基地通量联系B，电源铅基地，和

33、基频B正常化。考虑到只有逐步正常化，实现如下17a： (9.20)但基极电压可以写成 (9.21)在电压方程代，相归一化电压的表达式得到 (9.22)而 (9.23) (9.24) (9.25) (9.26) (9.27) (9.28) (9.29)同样，其它两相方程可以得出。机电方程推导出 (9.30)于是规范化的形式给出的电磁转矩 (9.31)即 (9.32) (9.33) (9.34)在磁链和电机电流的电磁转矩推导出 (9.35)归一化单位，得出 (9.36)9.3 PMBDCM驱动方案基速以下恒转矩运行，此驱动器需要六个离散位置的信息。它们所对应的激励三个定子相电每60度。这种驱动系统

34、的控制在第1.4.5进行了简要论述。强烈建议审查参考阅读本节之前，图1.35。这种电机弱磁略有不同，将在以后讨论。简单的为PMBDM驱动器的控制方案，并在图9.1所示。解析器提供绝对的转子位置，并通过信号处理器，它转换成转子的转速。转子的速度相比，其参考和转子速度误差放大器海关通过速度控制器。输出速度控制器提供参考扭矩，特*。电流的大小命令，IP *，获得的扭矩表达 (9.37)作为只有两台机器的阶段随时进行系列全波逆变器操作两个阶段的当前，相电流的幅度，但符号相反的是平等的。转子位置相关的功能有相同的标志作为在驾驶模式下的定子相电流和永磁无刷直流电机有相反的迹象图9.1在再生的电流。这样的符

35、号关系的结果是简化为转矩命 (9.38)定子电流命令是来自方程9.37 (9.39)单个定子相电流命令产生的电流大小命令和绝对的转子位置。通过变频器与他们各自在定子相电流，这些电流命令被放大。只有两相电流是平衡的三相系统中获得的第三阶段，因为所有的三相电流的总和是零电流。电流误差放大器版和使用脉冲宽度调制或生产逆变器的开关切换的逻辑信号的滞后逻辑，在第2章解释。10换相转矩脉动和相位推进永磁无刷直流电机具有理想的梯形矩形电电流120的持续喂养诱导电磁场与恒转矩无转矩脉动。偏离理想的条件下引入转矩脉动1-4，主要有两种：1. 机阶段的电流启动和关闭当前命令所需的恒定幅度偏离的幅度非常显不能生产减

36、刑扭矩2. 开关逆变器输出电压的谐波反过来产生谐波电流开关谐波转矩的结果这是由于磁铁的其它种类和装配不对称，气隙偏心和齿槽，仅举几例。本章分析中可能出现的偏差通量分布和电流给定的机器参数和分析结果3得到换向换相转矩。在永磁无刷直流电机的磁通减弱5-8在通过电流推进发病的PMSMs有点类似。启动时，机器感应电动势等于或超过最大可用机器相电压的逆变器输出。在这种模式下，注意有没有瞬时电流控制电流控制的机器相感应电动势饱和，超过或等于最大应用相电压从变频器的输出。那么唯一的选择是推进发作时产生的感应电动势低于施加电压的电压，有电压控制。这种情况发生时，感应电动势的梯形正在上升，从佛罗里达州或恒定最高

37、值区下降。那么目前的发病是先进的，在当前阶段推进。在这里再次得到分析结果对概念的理解和应用。稳态预测来自理想的梯形波形和光通量密度分布的输入电流的基本考虑。但在现实中的电流施加电压的响应，因此，他们需要获得的扭矩进行评估，不应假定，特别是在第一阶段推进模式。需要提供编程所需的电压，使学习机的性能在任何设定速度的瞬时扭矩和电流的形式输入的PMBDC机和驱动器的动态模型。电机驱动来完成这个模型是在本章介绍。需要注意的是转矩脉动须评估在特定应用的电机驱动，因此其计算需要的所有条件包括目前阶段推进模式的适用性。10.1换相转矩所需的电流波形为矩形和120宽的永磁无刷直流电机（PMBDCM）驱动器在每个

38、半周期。由于漏感，LL，定子电流采取有限时间，上升和下降，从而扭曲成梯形的理想矩形波形。这样做的效果是在当前的过渡产生的转矩脉动。对于三相机，将有六每360度电角度的转矩脉动，有6个电流转换。如果保持在电气120，即恒流地区减少电气120以下的传导时间，他们也将减少，平均转矩。一套PMBDCM驱动器的性能上的实际电流的后果可以使用傅里叶级数的方法如下分析。下面给出的转矩表达式3A只考虑两杆机的P-极机，表达式必须乘以极对。相电流是广义的，并在图10.1所示。三相电流可以分解成傅立叶级数 (10.1)同样的磁通相联系的傅立叶一系列假设梯形在每个半周期波形和常数（ - 2H）电角度是 (10.2)

39、P是修饰磁链的峰值和磁链波形，如图10.2所示。同样，B相和C相电流和，可以推导出改进的磁链。图10.2基本电磁转矩的计算考虑产品相气隙磁链和各自的定子相量的基本条款电流两极机的 (10.3)代入的基本条件和扩展的表达式 (10.4)由H =/ 6，三个阶段的电磁转矩被分解成 (10.5)归基本转矩标么值作为一个21和H等于30的功能，如图10.3所示，1 p.u.电流。这表明，当前日益兴起的时间降低了根本的扭矩。在更高的速度，在相同的电流上升时间，注意2增加，因此会有更大的减少在马达驱动的基本扭矩。由矩形电流的电气120的时间，基本扭矩是 (10.6)近似可用的扭矩，在第1章计算。图10.3

40、换相转矩是基本频率的6倍。它可以被看作是第五和第七的谐波电流和谐波转子磁通联系第五和第七的电流相互作用的基本相互作用的基本转子磁通联系的总和。推导如下： (10.7)在一般情况下，频率m次谐波转矩基波给出 m=6,12,18,24(10.8)原文：Permanent Magnet Synchronous and Brushless DC Motor DrivesR. KrishnanElectrical and Computer Engineering DepartmentVirginia TechBlacksburg, Virginia, U.S.A.PrefaceBooks on perm

41、anent magnet (PM) ac machine drives have focused primarily on the design of the machines and have covered the control and converters for these drives only in an elementary manner. In the last two decades, research and development on control strategies and their subsequent implementation have been re

42、ported in journal publications and presented at conferences. The knowledge base of these publications and conference proceedings is yet to be cohesively made available in a book through a systematic dissemination to both industrial and academic audiences. With regard to power electronics associated

43、with these drive systems, the three-phase bridge inverter has been used as the standard for a very long time. Its understanding and control have changed significantly over time. Cost minimization has been the main focus of emerging high-volume applications and has therefore necessitated a review of

44、the subsystem costs. While controller costs have been standardized according to their applications, the obvious targets for cost minimization are the converters and the machines. Of late, new power converter topologies are also being considered for low-cost drive systems. A book dedicated exclusivel

45、y to PM ac machines with a major emphasis on the control and low-cost converter topologies would be timely. Keeping this in mind, this book has been under development for several years. The contents of this book were widely used for teaching at the doctoral level at Virginia Tech and tested at the U

46、niversity of Aalborg, Denmark, and industrial audiences in the United States and other countries.This book is divided into three parts. Part I covers the fundamentals of the machines, power devices, inverters, and their control (Chapters 1 and 2). Parts II and III are devoted to the PM synchronous (

47、Chapters 3 through 8) and brushless dc motor drives (Chapters 9 through 14), respectively.To understand PM ac drives one must start with the fundamentals of the machine. Chapter 1 provides an elementary introduction to the characteristics of PMs and their operating points, machine rotor configuratio

48、ns, differences between synchronous and brushless dc machines, windings, flux density distribution in the tooth and yoke, expressions relating machine dimensions, magnet and stator excitation with torque and power output, and inductance derivations. Further, the core losses, their computation and me

49、asurement are included to cover the characterization of the machine for modeling and control strategy formulations. Greater emphasis has been placed on sinusoidal machines than on trapezoidal machines as the former are closely related to other ac machines both in functioning and in the principles of

50、 operation and control. Considering only the fundamental components of the variables, both the sinusoidal and trapezoidal PM machines are identical in their behavior. The applicability of the principles is obvious even though there are some significant differences among them. Various aspects of PM p

51、lacement on the rotor, special machines with PM on the stator, and the Halbach arrangement are presented to enable readers to familiarize themselves with both the old and the new machines.Chapter 2 contains a brief description of power devices, their switching characteristics and losses, rectifiers,

52、 and inverters. The section on inverters introduces various switching schemes, their merits and demerits, and their modeling. A description of the four-quadrant operation and its applicability to PM ac machines is included to introduce the terminology that is used frequently in the description and o

53、peration of PM ac drive systems.The dynamic modeling of PM synchronous machines using dqo-axes in rotor reference frames and also in space phasor variables is systematically derived in Chapter 3. The approach in this chapter is intuitive and assumes that the reader is familiar with elementary circui

54、t theory and simple axes projections using trigonometry. Various aspects of the modeling are illustrated with MATLAB-based simulation results. The dynamic model is required in subsequent developments.The starting basis for the control of PM synchronous machines is vector control, leading to the deco

55、upling of torque and flux channels in the machine. Additional performance requirements such as constant torque angle, unity power factor, constant mutual flux linkages, maximum torque per unit current, fixed angle between current and flux phasors, constant power loss, and maximum efficiency are supe

56、rimposed on the vector controller and thus various control strategies emerge for the synchronous machine. All these control strategies and some aspects of their implementation for the PM synchronous machines are elaborated in Chapter 4.Flux weakening is crucial to extend the speed range of PM synchr

57、onous motor drives. Various control strategies to accomplish flux weakening are provided in Chapter 5 along with implementations. Importantly, the six-step inverter operation in the flux-weakening mode is studied and compared to other methods of flux weakening based on model and model-free controllers.The differences between interior and surface PM machines related to their performance in flux weakening as well as in the constant torque regions are derived with normalized machine parameters and are discussed.The drives h