毕业设计（论文）功率放大器优化设计

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1、电子科技大学学士论文电 子 科 技 大 学毕 业 设 计 论 文 - III - 电子科技大学学士论文 摘 要随着现代无线通信的发展，微波功率放大器已成为微波通信设备的重要部件，它的性能优劣在很大程度上影响着通信质量。因而，对微波功率放大器的研究和设计也越来越受关注。本文分析了微波功率放大器的非线性特性，介绍了其阻抗匹配电路的方法，并根据指标要求对晶体管的输入输出网络进行阻抗匹配，用微带线实现匹配电路。用ADS软件进行优化仿真，最后设计出大信号微波功率放大器。通过多次调试、测试实验，所设计的微波功率放大器在2.4GHz的频率上增益达到7dB以上。关键字：微波 功率放大器 大信号 优化设计 CA

2、DAbstractWith the development of wireless communication，microwave power amplifier has been an important component in microwave communication, its capability effects the quality of the communication in a large extent. So it has been paid more and more attention in the research and design of microwave

3、 power amplifier.In this paper, firstly the nonlinear characteristics of the microwave power amplifier have been analyzed, and several impedance matching circuits for the power amplifier have been introduced. Then according to the required features, the input and output impedance matching networks h

4、ave been respectively designed for a given transistor, using microstrip line model to solve this problem. And after having used the ADS software to make S-parameter simulation and optimization, a large signal microwave power amplifier is finally designed. With a series of rigorous experiments and te

5、sts, the maximum gain of the designed power amplifier can be up to 7dB . Key word: microwave, power amplifier, large signal, optimization design， CAD 目 录第一章 引 言(1)第二章 微波功率放大器的非线性特性 (2)2.1 单级功率放大器的非线性特性(2)2.2级联功率放大器的非线性特性 (6)2.3微波功率放大器线性化技术 (7)第三章 微波功率放大器的设计原理 (9)3.1 功率放大器的稳定性(9)3.2 功率放大器的匹配设计(11)3.3

6、 功率放大器的实现方法(14)3.4 功率放大器的偏置电路设计(17)第四章 功率放大器的电路仿真与实验研究 (19)4.1 2.4GHz功率放大器的主要技术指标 (19)4.2GaAs场效应功率晶体管 (20)4.32.4GHz功率放大器的电路仿真(23)4.42.4GHz功率放大器的实验研究(32)第五章 结束语(33)参考文献 (34)致 谢 (36)电子科技大学学士论文第一章 引 言在现代微波无线通信系统中，信息传输正朝着多载波、大容量、高速度方向迅猛发展。微波功率放大器是微波通信设备的重要部件，它的性能在很大程度上影响通信的质量。比如，微波功率放大器增益减小，输出功率下降，则会引起信

7、噪比降低，或是通信距离减小；三阶互调失真大，对时分数字通信设备而言，会产生码间串扰，增大误码率；功放的泄漏会造成自激，使工作不稳定，严重时甚至会使通信中断。性能优良的功率放大器，除了要进行精确合理的电路和结构设计外，还必须要有良好的生产工艺作保证。微波功率放大器近年来已广泛应用于雷达、电子对抗、广播电视等领域，它具有体积小、重量轻、耗电少、可靠性高、相位特性好的优点，且一般都在50欧姆的微带线上进行调试。作为功率放大器，应该有较大的输出功率和较高的效率，同时也要满足带宽、增益和稳定性的要求。由于功率放大器处在大信号状态，放大过程中难免产生非线性失真，在设计中必须着重考虑。因此，设计一功率放大器

8、的关键是合理的选择功放管、正确确定工作状态、精心设计匹配网络和选择合适的电路等等。 本文的工作就是进行微波功率放大器的优化和设计。其中，第二章介绍了微波功率放大器的非线性特性和各种常用线性化技术的基本原理；第三章介绍了微波功率放大器的设计原理；本文的第四章首先叙述了2.4GHz功率放大器的研制和设计，然后用ADS软件进行优化仿真，并对所设计的放大器进行加工制作，最后实验调试。按照所给定的指标要求，本文研究的功率放大器预期达到以下技术指标：工作频率：2400 MHz 功率增益：10dB第二章 微波功率放大器的非线性特性当微波功率放大器工作在大信号情况时，其幅度和相位特性的非线性会引起信号失真，产

9、生互调和相位噪声1。2.1 单级功率放大器的非线性分析假设有一功率放大器，该放大器具有非线性，其输入、输出特性如图2-1所示。PoutPin图2-1 功放输入、输出特性其输出电压可以用输入电压的幂级数表示，即 (2-1) (2-2)则变为 (2-3) 那么基波功率为 (mW) (2-4)输入功率为 (mW) (2-5)定义增益G为 (2-6)定义线性增益为 (2-7)那么1dB压缩点增益为利用上式可求得 (k30时取负号，当Bj0 (j=1,2)时取正号。由此可求得匹配信号源和匹配负载阻抗：放大器共轭匹配时，微波晶体管的输入输出阻抗分别为和。当存在不稳定区时，设计放大器可有两种方法：（1）避开

10、并远离不稳定区，仍能使输入端口（或输出端口）稳定；（2）如果不稳定区内的某值使，但只要在输入端口所接能满足，则仍然可以使之稳定。同理，如果不稳定区内某使，但如果能满足，则电路仍然不会起振。如图3-1所示。其物理实质是端接负载Zs中的正阻成分只要大于端口输入阻抗Zin中的负阻成分，则电路不会起振。以上两种办法一般取第（1）种。这两种办法虽能使放大器仍能稳定工作，但包含着不稳定因素。如果端接负载有所变化，可能就会发生振荡，因此称为有条件稳定或潜在不稳定。由于晶体管输入、输出端互有影响，因此设计时要保证在、两个平面上同时都避开不稳定区。如图3-2所示。在具体设计步骤中如果先避开输出平面上的不稳定区，

11、根据指标要求选择了某个值，而与有关，因此根据输入端口匹配要求选择的将与有关。必须检验该值是否也避开了输入平面上的不稳定区。如果设计步骤先选择，情况类似。图3-2说明，如果单位圆内不稳定区（图中阴影区）较小，则潜在不稳定条件下的设计是可能的。但总是尽可能工作与无条件稳定（绝对稳定）情况为好。3.2微波功率放大器的匹配设计9成功地设计微波功率放大器的关键试设计阻抗匹配网络。在任何一个微波功率放大器设计中，错误的阻抗匹配将使电路不稳定，同时会使电路效率降低和非线性失真加大。在设计功率放大器匹配电路时，匹配电路应同时满足匹配、谐波衰减、带宽、小驻波、线性及实际尺寸等多项要求。当有源器件一旦确定后，可以

12、被选用的匹配电路是相当多的，企图把可能采用的匹配电路列成完整的设计表格几乎是不现实的。设计单级功率放大器主要是设计输入匹配电路和输出匹配电路；设计两级功率放大器除了要设计输入匹配电路和输出匹配电路外，还需要设计级间匹配电路。3.2.1输入匹配电路由于微波功率放大器的源和负载都是50欧姆，因此输入匹配电路和输出匹配电路主要是对一端是50欧姆，另一端是实数部分较小的复数阻抗进行匹配。当大功率管的输入阻抗是容性、低电阻值时,通常可以采用下述五种输入匹配电路，如图33所示，它们都是由集中参数元件构成。每一种电路都有一定的局限性，尽管设计人员可以任意选择匹配电路，但从实用观点考虑，有些匹配电路的元件值是

13、无法实现的，这就需要从这些匹配电路中选择一种最易实现的结构。例如，螺旋电感的取值是有一定范围的，否则螺旋电感的线宽会太窄以致于无法实现。对于交叉指电容，取值不能太大，否则尺寸太大，电路无法实现。电路A中的待匹配有源器件的等效输入阻抗是电容与电阻的串联电路，匹配电路是T形网络。当输入部分的电阻接近50欧姆时，T形网络中的并联电容抗值将趋近无限，因此，它只适用于输入阻抗实部小于50欧姆的情况。所以，大部分微波功率放大器的输入匹配电路都可以采用这种匹配电路。电路B中的待匹配有源器件的等效输入阻抗是电容与电阻的并联电路，匹配电路是形低通网络。当待匹配阻抗的实部小于50欧姆时，匹配电路中的电感值非常小，

14、并联电容又非常大，使该匹配电路无法实现。如果一定要匹配低阻抗器件，可以采用两级形匹配电路。电路C中的待匹配有源器件的等效输入阻抗是电阻与电容的并联电路，匹配电路是形网络，串联部分是电感与电容的串联电路，两端分别并联电感和电容。该匹配电路特别适合匹配等效输入阻抗实部小于50欧姆的情况。电路D中的待匹配有源器件的等效输入阻抗是电阻与电容的串联电路，匹配电路是形网络，串联部分是电感与电容的串联电路，负载端并联一个电容。该匹配电路常用来匹配等效输入阻抗实部小于50欧姆的情况。电路E 中的待匹配有源器件的等效输入阻抗是电阻与电容的串联电路，匹配电路是T形低通网络。这种匹配电路可以用来匹配等效输入阻抗实部

15、小于或大于50欧姆的情况。图33 输入匹配电路（a） 电路A；（b）电路B；（c）电路C；（d）电路D；（e）电路E。当大功率管的等效输入阻抗呈感性，它的实部比较小时，可以采用并联电容的输入匹配电路，把等效输入阻抗中的电感分量谐振掉，这种输入匹配电路应该是低通匹配网络，能匹配较低的阻抗。通常，输入匹配电路的谐振电容可以用微带短截线实现。当放大器的工作频率及功率管选定后，谐振实阻抗值可能小于50欧姆，也可能是很大的数值。当谐振实阻抗低于50欧姆时，低通匹配电路很容易使它与50欧姆阻抗匹配。如果采用微带匹配网络时，谐振实阻抗不能太高，原因是低通网络结构把高阻抗降到50欧姆时要用到串联高阻抗传输线。

16、该传输线的特性阻抗至少高于谐振实阻抗，达一倍以上，这就使串联高阻抗传输线非常窄，加大了匹配网络的损耗，加大了工艺难度，有时甚至无法实现。在尺寸允许时，可以采用四分之一波长阻抗变换网络。输出匹配电路确定后，功率放大器的输出功率及效率也基本确定了，但是它的增益平坦度并不一定满足技术指标的要求。这时，需要合理设计输入匹配电路以便使增益平坦度满足要求。设计输入匹配电路时，还应考虑输入驻波比不能太大，在设计频带要求较宽时，这个问题显得特别突出，频带越宽设计难度越大。为了改善输入驻波比性能，可以采用铁氧体隔离器，也可以采用平衡放大器技术。3.2.2 输出匹配电路输出匹配电路主要应具备损耗低，谐波抑制度高，

17、改善驻波比，提高输出功率及改善非线性等功能。1 谐波抑制：功率放大器的非线性特性使输出不仅包含基波信号，同时还存在各项谐波，谐波幅度大小与基波信号大小呈一定的比例关系。在大功率放大器中，由于基波功率比较大，因此谐波功率也比较大，特别是2次谐波和3次谐波，它们对系统的影响是不可忽略的。为了减小谐波功率输出，通常输出匹配电路采用低通结构或带通结构。在采用带通结构时，应消除寄生通带的影响。当要求谐波输出非常小时，单靠上述匹配电路是不能满足对谐波的抑制，还需要加带阻滤波网络。2 改善驻波比：功率放大器匹配电路设计不完善会使功率放大器输出驻波比较大，因此会加大带内增益起伏，产生寄生信号，严重时会产生自激

18、振荡和烧毁功率管。因此，在设计输出匹配电路时必须使驻波比较小。3 低损耗：在大功率放大器中，由于输出功率较大，输出电路有一点损耗就会有较大功率损失，并且，在输出电路板上转成热耗，从而使电路的可靠性变差。例如，连续波输出功率为200W，输出匹配电路损耗为1dB，则耗散在输出匹配电路上的功率高达40W以上。输出功率越大，输出匹配电路上所耗散的功率越大。因此，在设计大功率放大器时，应该尽可能减小输出匹配电路的损耗。4 线性：由非线性分析知道，功率放大器的三阶交调系数时与负载有关的，因此在设计输出匹配电路时，必须考虑线性指标的要求。负载选择应确保线性最好。5 效率：功率放大器的效率除了取决于晶体管的工

19、作状态、电路结构、负载等因素外，还与输出匹配电路密切相关。要求输出匹配电路保证基波功率增益最大，谐波功率增益最小，损耗尽可能小和良好的散热装置。3.2.3 级间匹配电路级间匹配电路除了与输入匹配电路一起实现平坦增益特性外，还应具备级间隔直流功能。两级功率放大器的三阶交调系数不仅取决于末级功率放大器，同时还取决于末前级功率放大器。微波功率放大器工作时处于非线性状态，放大过程中会产生大量的谐波分量，因此，输入、输出匹配网络除起到阻抗变换作用外，还应有滤波作用。匹配网络可根据动态输入、输出阻抗设计，同时要考虑到功率及带宽的要求。通常可以采用四分之一波长线加电抗线段匹配、八分之一波长线匹配和传输线直接

20、串接匹配等。其他还有采用多级并联导纳匹配，T型、型网络匹配等，其目的是减少电路损耗，减小增益波动并满足带宽和功率放大的要求。3.3功率放大器的实现方法103.3.1大信号S参数设计法小信号S参数只决定于管子直流工作点和工作频率，与输入功率无关：但功率加大后，S参数还与电平有关。对于在较大功率情况下，仍能运用在甲类和准甲类状态的管子，由于弱非线性，其大信号S参数与小信号S参数变化不是很大。功率增大时S参数的相角变化较小。随输入功率增大而减小，说明跨导在变；S22轨迹若转换到导纳圆图上，近似沿着电纳线变化，说明输出电容近似不变，输出电导随输入功率增大而增大；而和变化相对小些。除了用测量方法获得大信

21、号S参数外，还可以用计算机模拟功率晶体管的大信号工作状态，例如通过测量管子的非线性静态特性，拟合出大信号等效电路模型中的非线性元件，然后再用计算机算出该模型的S参数。图3-4为场效应管的一种大信号模型。图中受控源ID和输出电导Gds随栅极电压和漏极电压而呈现非线性变化；栅源电容Cgs本质上就是随栅压而变的非线性电容。此外，当输入功率增大后，可能出现正的栅压而导致正向栅极电流IG;可能由于漏压很大而导致栅漏之间的反向击穿电流IB;这两项电流都将影响场效应管的输出电流和电压波形，使之产生谐波，出现增益压缩。图3-4 功率FET的大信号模型当然，拟合器件的等效模型也是一件复杂的工作，但可以不必建立大

22、信号S参数测试系统，而且等效电路适用很宽的频带范围，因此可以算出各频率点的S参数。所以这种方法有其优点。由上所述，可在晶体管的P1dB点测出或算出大信号S参数，然后用类似小信号放大器的设计方法来设计功放。如果所要求的功放输出功率比管子的P1dB小，则可以使输入功率比Pin倒退xdB，其三阶交调系数将改善2xdB。这种改善功放非线性的方法最简便，称为功率回退法。但受到器件水平（P1dB值）的限制。此外还有利用反馈或预失真等方法改善线性，在此不作介绍。3.3.2 负载牵引法如果有条件建立完善的测试系统，则可在实际微波功率输入情况下改变负载，获得负载变化时晶体管的功率负载特性和非线性负载特性。前者在

23、图35中画出为一组等输出功率线，后者画出为一组等三阶交调线。图3-5 等输出功率线与等三阶交调线由图可见，当负载值沿等三阶交调线变化时，放大器的输出功率不同。在等输出功率线与等三阶交调线的相切点处输出功率最大，因此图中两组曲线的相切点称为最佳负载点。所有最佳负载点的连线称为最佳负载线。若对另一个测试频率，则有另一根最佳负载线。于是，可以根据功放的输出频率、三阶交调系数及频带指标，找出最佳负载阻抗，算出所要求的相应输入端信源阻抗。然后设计输出、输入匹配网络。如果在负载平面上同时作得等工作电流线，则设计时还可照顾到对功率附加效率的要求。负载牵引法有利于设计线性功放，因为可直接看出对三阶交调的影响，

24、但测试条件复杂，耗时也大。3.3.3 动态阻抗法这是一种比较古老的方法，就是将晶体管与信号源、调配器、功率计等构成一简单测试系统，在一定的频率及输入电平下，调整工作点及调配器，使输出功率最大，同时效率又较高（偏置电流较小），则称为最佳负载状态。然后用共轭替代法测出晶体管在此状态下的输入、输出阻抗，即可用于功放匹配网络设计。由于这种方法的功放非线性是不可预估的，因此对线性功放的设计一般不采用。3.4微波功率放大器偏置电路的设计对微波GaAs FET来说，偏置保护电路的设计是很重要的。FET相当于一个常开器件，当FET栅极不加偏置Vgs时，其漏极到源极是直通的，如果此时在漏极和源极之间加上正偏置V

25、ds，则会引起破坏性大电流将FET烧毁。因此，必须给FET附加偏置保护电路。偏置保护电路应有以下功能：1）开、关机时对FET顺序加、退电。即开机时先给栅极加负偏压，经适当延时后再给漏极加正偏压（源极接地）；关机时则相反，先退掉漏极上的正偏压。2）如因某种原因使电源负压断了，偏置保护电路应迅速将FET漏极正偏压降低到FET能承受的电平。3）能给FET提供合适的工作点。4）偏置保护电路本身应没有低频寄生振荡。晶体管直流偏置应在微波等效电路的短路点加入。如图36（a）中偏置线由一四分之一波长高阻线及扇形开路线组成，使A点在较宽频带内对微波呈现短路，并在B点对主传输线呈现开路。但对精确设计来说，仍应计

26、入偏置线对输入匹配网络的影响。因此也可以如图36（b）所示，将偏置电路设计作为输入匹配网络的一部分，即同时看作长度为L的并联短路分支，起并联导纳作用。图36（a） 图36 （b）例如，还要考虑隔直电容的加入（用集总元件还是利用微带缝隙或耦合线）管子引出线影响。特性阻抗与线长在工艺上的可实现性，减小不连续性影响等等。总之，在利用功率GaAs FET设计窄带和宽带放大器时，需要对器件和电路作如下的考虑：1 选择一种能满足设计目标（功率输出和频率范围）的适合的功率器件。器件本身的输出功率能力应比所要求放大器的输出功率约高20%30%.2 功率晶体管需有较高的击穿电压。利用接近于工业标准的晶体管。在带

27、有通孔的薄衬底上的晶体管应有低的串联电感和较好的散热。3 使放大器电路工作在最安全的工作偏置范围，决不要超过最大击穿电压和额定电流。4 结与机壳之间的热阻应尽可能地低，以便有较好的性能和可靠性。5 为精确地表征用于最佳放大器设计的功率器件，负载牵引测量是必不可少的。6 内匹配晶体管有助于减小封装寄生参量的影响，它们能提供较高的效率和较大的带宽。7 输入匹配网络的设计着眼于最大的功率传递，输出匹配网络的设计着眼于最大的功率输出，匹配电路应在所需要的频带之外给出最小的增益。8 利用集总元件或集总分布电路元件将低阻抗匹配到50欧姆，以便实现一个紧凑的电路。在输出端上也应使用低损耗电路元件，因为给定的

28、损耗量所引起的效率降低在输出端比在输入端更多。9 对于高功率组件，应使用低损耗和效率为8590的功率合成技术。10 对于宽带放大器，应使用低Q匹配网络。最后要说明，在设计功放时，所选用功率晶体管的工作参数必须低于其最大额定参数。对场效应管来说，最大额定参数为：最大额定漏源电压、最大额定栅源电压、最大额定功耗、允许储存温度范围和沟道温度。为提高管子输出功率，应提高漏源击穿电压；还要增加栅宽，以控制更大的漏流，但是在一定频率下栅宽相对栅长来说有个极大值，为此将若干个栅极并联起来得到很大的总栅宽。即使如此，单管输出功率总还是满足不了大功率的需求。第四章 微波功率放大器的电路仿真和实验研究4.1 2.

29、4GHz微波功率放大器的主要技术指标影响晶体管输出功率的三个因数是：（1）栅漏之间的击穿电压；（2）最大的沟道电流；（3）器件的特性。因此功率晶体管的结构与用于小信号放大的器件不同。功率放大器的技术指标，除工作频带、增益、驻波比和效率外，主要指标是功率放大器的功率输出以及对信号的非线性失真。一般功率管的效率有以下两种定义：（1）晶体管射频输出功率与电源消耗功率之比 它表示功放将直流功率转换射频功率的能力，但不能反映晶体管的功率放大能力。（2）功率附加效率 用功率附加效率来表征晶体管的放大能力，也反映了功率转换功能。表征功放的功率输出和线性度的指标分别是1dB压缩点输出功率和三阶交调系数，如图4

30、-1所示。 (a) (b)图4-1功放的输入输出与互调特性(a)1dB压缩点输出功率图4-1(a)是功率放大器输出功率与输入功率的关系曲线。当输入功率较小时，输出功率与输入功率的比值是一个常数，即为线性关系。所以功率放大器在小信号工作时，其增益与输入功率大小无关。但随着输入功率的增大，输出功率与输入功率的比值将减小，即出现增益压缩现象，他们的关系曲线逐渐弯曲，如图4-1(b)所示。当输入功率加大到某一数值时，放大器的输出功率达到最大，以后就开始下降，这一点就称为功率放大器的饱和点，如图(a)中B点所示。很显然，如果微波功率放大器工作在饱和点附近就会出现严重的非线性失真。当微波功率放大器增益比小

31、信号的线性增益低1dB时，这一点通常称为1dB压缩点，见图4-1(a)中A点，此时的增益称为1dB压缩点增益，记做。对应于该点的输出功率称为1dB压缩点输出功率，记做。(b)三阶交调系数放大器在大功率时呈现非线性，如果有两个相近的频率和信号，通过放大器，则将产生新的组合频率，一般表示为，最靠近和的频率分量为和，由于这两个频率分量在放大器的通带内难于滤除，故以它们的幅度与基波幅度之比值是衡量放大器非线性失真的程度。一般称及两个频率分量的幅度为三阶交调幅度，定义三阶交调系数用分贝表示式 dBc(4-1)一般对线性度要求较高的系统，的抑制需要达到40 dBc以上。本章设计2.4GHz的功率放大器，具

32、体设计指标如下：工作频率： 2.4GHz功率增益： 10 dB 4.2 GaAs场效应晶体管11微波功率晶体管是微波功率晶体管放大器的心脏，它对放大器的性能有着重大影响。因此，在对微波功率晶体管放大器进行研究之前，都应对微波功率晶体管的特性有一定程度的了解。本节就简单介绍一下2.4GHz功率放大器需使用的GaAs场效应晶体管的基本原理和相关参数。（1）微波GaAs MES FET的结构和工作原理微波场效应晶体管是在砷化镓半绝缘材料衬底上制作的N沟道金属半导体场效应晶体管，即GaAs MES FET，也叫肖特基势垒栅场效应晶体管。GaAs MES FET结构示意图如图4-2 所示。衬底材料是具有

33、高电阻率的本征砷化镓，在衬底上生长一层N型外延层，称为有源层沟道，在沟道上方制作源极、栅极和漏极。源极（S）和漏极（D）的金属与N型半导体之间形成欧姆接触，而栅极（G）的金属与N型半导体之间形成肖特基势垒。图中L为栅长，沿垂直纸面的方向为栅宽W（图中未标示出），为外延层厚度，此层厚度极薄，一般，MESFET的工作特性对沟道厚度特别敏感。微波FET的工作原理与普通场效应晶体管相同，它是一个电压控制器件。当栅源之间加负压时,则肖特基势垒区(耗尽层)变宽，使N沟道变薄。由于漏源之间加正压，有多数载流子(电子)从源极经栅极下的沟道漂移到漏极，形成漏极电流，当沟道变薄时，相当于增大沟道电阻，使减小，因此

34、控制删压，可以灵敏地改变耗尽层宽窄，从而调制沟道厚度，达到最终控制的目的。 图4-2 GaAs MES FET 结构 图4-3MESFET管芯等效电路（2） 管芯等效电路图4-3给出了MESFET管芯等效电路和等效电路元件在结构中的位置，虚线框内为“本征模型”。等效电路中元件说明如下：Cgs是栅源部分耗尽层结电容；Cdg是栅漏部分耗尽层结电容；Cgs+Cdg为栅极与沟道之间耗尽层总电容；Cdc是模拟沟道中电荷偶极层的电容，在一般等效电路中往往忽略；Rgs、Rds表示沟道电阻；Ids为电压控制的电流源；Rs、Rd和Rg分别为源极、漏极和栅极电阻；Cds为衬底电容。，是MESFET的小信号跨导，可

35、表示为(4-2)式中为管子的低频跨导；为载流子在那部分沟道中渡越时间。当短栅时近似地把从源端到漏端的渡越时间作为，通常为几纳秒；为跨导的截止频率，通常高达几十千兆赫到几百千兆赫。在常用的20GHz以下的频率范围内，可近似认为(4-3)（3）GaAs MES FET的电参数GaAs MES FET常用的直流和低频电参数包含：零栅漏极电流、共源正向跨导、栅漏击穿电压、夹断电压Vp以及栅源截止电流等。表征GaAs MES FET的频率参数有和。的定义与双极晶体管完全相同，即随频率的提高，其单向化功率增益降至1时对应的频率。对于GaAs MES FET，关系式仍然适用，即GaAs MES FET的单向

36、化功率增益仍符合6dB/倍频的下降规律。GaAs MES FET的特征频率反映了GaAs MES FET的增益带宽性能，它由下式表示(4-4)由上式可见，为了提高，必须提高器件和减小Cgs。Cgs是栅源之间的分布电容，可缩短栅长减小Cgs，故短栅对提高微波场效应晶体管的高频性能有利，不过，相应工艺难度也增大。（4）功率GaAs MES FET的电参数功率GaAs MES FET与小信号的有些不同，其重要微波电参数为输出功率、功率增益和漏极效率。功率GaAs MES FET的输出功率本质上取决于其电压和电流的承受能力，由于肖特基势垒的限制，GaAs MES FET的工作电压难以较大提高，这是功率

37、GaAs MES FET的弱点之一。功率GaAs MES FET提高输出功率的有效措施就是提高，即增大栅宽，这导致阻抗降低、结温上升和栅电极上的微波传输损耗与相移增大，因此单个GaAs MES FET的输出功率是受到限制的。功率GaAs MES FET的功率增益本质上取决于GaAs MES FET的和动态阻抗，功率GaAs MES FET的电路设计也要求提供相应的大信号动态参数，即动态阻抗、大信号S参数或负载牵引参数组。另外功率GaAs MES FET的漏极效率、功率附加效率和热阻也是反映功率GaAs MES FET的性能的重要参数。对于2.4GHz功率放大器输出级的设计，将采用AMCOM公司

38、的GaAs功率场效应晶体管AM072MX-QG，其在频率f=3.5GHz，温度T=，以及Vds=5V，Ids=0.5 Idss的偏置下，测得的特性参数典型值为：1dB压缩点输出功率 ：34dBm工作在1dB压缩点时的效率 ：46%三阶交调截断点IP3 ：44dBm 小信号增益G ：11dB直流参数为：饱和电流Idss：1700 mA (测试条件：Vds=3V，Vgs=0)截断电压Vp： 2.0V栅漏截止电压Vbgd：15V （测试条件：Idg=1mA/mm）噪声温度：11.3 极限参数为：最大漏源电压Vds：7V最大栅源电压Vgs：-5V最大漏电流Ids：2230 mA最大通道温度Tch：17

39、5由上述晶体管的电参数可知，选定AMCOM公司的GaAs功率场效应晶体管AM072MX-QG进行2.4GHz功率放大器设计，可以满足前面提到的设计指标。4.3 2.4 GHz 功率放大器的电路仿真前面已提到微波功率放大器的设计方法主要有大信号S参数设计法、等效负载牵引法、动态阻抗法等等。其中确定大信号阻抗较好的一种方法为等效负载牵引技术。在2.4GHz功率放大器的设计中，我们将主要根据GaAs功率场效应管的等效负载牵引数据来设计。（1） 等效负载牵引技术图4-4等效负载牵引法原理框图图4-4表明了放大器的输出端参考面A入射波、反射波与负载导纳的关系。通过改变FET输出端反射波的大小和相位，模拟

40、端接负载阻抗。图中和分别表示网络入射波和反射波复振幅，在参考面A处有(4-5)(4-6)(4-7)向器件方向的反射系数为(4-8)根据关系式(4-9)求得(4-10)式中是测量系统的特性导纳；。上式表明，负载导纳是FET输出端反射电压的函数。在史密斯园图上，随着负载相位的改变，等功率线是一组椭圆轨迹。设计时可以根据等功率曲线选定，以便设计输出匹配网络。进行等效负载牵引技术的实验装置比较复杂。目前也有采用动态阻抗匹配法，将晶体管与信号源、调配器、功率计等构成一简单测试系统，在一定的频率及输入电平下，调整工作点及调配器，使输出功率最大，效率又高，即在最佳负载状态下工作。然后用共轭替代法测出晶体管在

41、此状态下的输入、输出阻抗，作为设计匹配网络的依据。 在2.4GHz微波功率放大器的设计中，所选定的GaAs功率场效应管AM072MX-QG的参数资料中分别给出了16GHz共六个频点的等效负载牵引数据，见表4-1。表4-1AM072MX-QG负载牵引数据FREQ(GHz)MAGS11INPUTANGS11INPUTMAGOPT.LOADANGOPT.LOAD10.948-165.9690.818-175.49620.947179.3430.819-170.9330.946170.8760.82-166.24240.945163.880.821-161.3750.943157.3520.832-1

42、36.25460.941150.9230.824-150.834可以看到，上面表格所列的数据并没有直接给出我们所需要的频率为2.4GHz时的负载牵引数据，因此，利用上面的数据还不能直接准确的去设计2.4GHz功率放大器的匹配电路，必须做进一步的处理，计算出2.4GHz时的负载牵引数据。根据插值理论，通过Matlab编程可以很方便的得到GaAs功率场效应晶体管AM072MX-QG在所需频带内的负载牵引数据，具体数值已列于表4-2中。表4-2插值计算得到的AM072MX-QG负载牵引部分数据FREQ(GHz)MAGS11INPUTANGS11INPUTMAGOPT.LOADANGOPT.LOAD2

43、.20.947 177.6500.819 -169.9922.3 0.947176.8030.819-169.5242.40.947175.9560.819-169.0552.50.945 175.1100.820-168.5862.60.946174.2630.820-168.117（2）匹配电路与偏置电路设计如图4-5所示，功率放大器的输入匹配网络通常用来实现微波晶体管的输入端口与信号源之间的共轭匹配；输出匹配网络用来完成微波晶体管的输出端口与负载之间的最大功率匹配。当用等效负载牵引法测量得到了微波功率晶体管的最佳负载阻抗和反射系数后，即可进行匹配网络的设计。匹配网络的基本结构形式与小信号

44、放大器的匹配网络基本形式是一样的。对于微带匹配网络，按其电路结构形式可分为三种基本结构形式，即并联型匹配网络、串连型匹配网络和串并联型匹配网络。本文主要采用并联型匹配结构来设计功率放大器匹配网络，所以下面就着重分析功率放大器并联匹配网络的设计。图4-5单级功率放大器网络结构图4-6匹配网络设计 （其中L L/，LoptLopt/）对于输出匹配应按最大功率输出设计，即从晶体管输出端口向负载看去的负载反射系数应为。因此，输出匹配网络就是完成到到50的变换，如图4-6所示。将标在史密斯圆图上，由其所在的点沿等反射系数圆向负载方向旋转，与匹配圆相交与A点和点。为了减小设计出的放大器的结构尺寸，选择A点

45、进行设计。由圆图上即可得到输出匹配网络主线的归一化长度L/。A点的反射系数就是经线长L变换到负载端口上的反射系数，如图中所示。为了匹配，负载端口应具有的反射系数为，即A点的反射系数。已知负载端口反射系数为零。因此，只要在负载端口外加一个A点所对应的电纳即可。若此电纳用一段终端开路的并联支节来实现，则从导纳圆图中的开路点沿匹配圆向源方向旋转，与通过A点的电纳线相交于B点，即可从圆图上求出支节线归一化长度为Lopt/。输入匹配网络则可以根据共轭匹配方法，将测得的小信号S参数直接匹配到50，从而使回波最小；也可以根据等效负载牵引法测得最佳输入反射系数来设计，将S11通过圆图匹配到50，提高输出功率。

46、晶体管功率放大器的工作状态有甲类、甲乙类、乙类、丙类几种，输入信号电平大小不同，非线性特性也不一致。所以微波功率放大器一般都必须加上偏压，以保证一定的工作状态。为此必须有偏置电路。偏置电路对微带电路的整体来说，属于辅助电路；但又必不可少。在设计偏置电路时，必须注意使其对主电路的微波特性影响应尽可能小，即不应造成大的附加损耗、反射以及高频能量沿偏置电路的泄漏。同时应使其结构尽可能紧凑，不至于占很大的面积，避免造成全体电路在介质基片上排列的困难。本文设计的微波功率放大器偏置电路，主要由开路扇形结通过高阻线并接到主线上，并在主线接入点处对微波信号形成开路特性，从而达到了高频扼流、直流馈电的目的。由于

47、功率放大器加上了偏压，因此使得与其相连的微带线也有了直流或低频电位，如果整个微带线都连通，则整个电路都具有直流或低频电位。而事实上有时要求上述具有直流和低频电位的部分必须和微带的其他部分隔开，因为微带的一直连通可能会通过微波信号发生器内部使微带线和接地板短路，从而使偏压源也短路。因此，一定的隔直装置是必要的，它使电路的一部分和其他部分直流隔开，但对微波信号的影响又必须尽可能小。隔直的方法有多种，在本文设计的功率放大器中，主要采用了20pF电容隔直的方法，结构简单，所占的长度对整个电路的安排影响很小。这里，我们选择了TACONIC公司的微波介质基片RF-35，其相对介电常数3.5，介质厚度h0.5 mm 。（3）2.4GHz 功率放大器的优化在上节理论设计的初值基础上，利用射频设计软件HP-ADS可以对电路进行仿真和优化。GaAs功率场效应晶体管AM072MX-QG输出电路的仿真和优化，均采用了相同的输入、输出电路拓扑，具体拓扑形式如图4-7、图4-8所示。图4-7 输入电路仿真拓扑图4-8 输出电路仿真拓扑根据GaAs功率场效应晶体管AM072MX-QG所给的参数，在2.4GHz频率下晶体管AM072MX-QG的输入网络、输出网络的S11分别为：0.947/-175.956,0.819/-169.055（AM072MX-QG）。通过使用ADS对输出电