电磁兼容原理5

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1、5.电磁耦合的工程分析方法 5.1 天线对天线的干扰分析 5.1.1无线电发射机的辐射特性 5.1.2 无线电接收机的敏感特性 5.1.3天线的辐射特性 5.1.4 飞机机载天线相互干扰的分析5.2 导线对导线的耦合分析 5.2.1 导线在回路中的连接形式 5.2.2 导线与导线感应耦合的一般原理 5.2.3 高频线问耦合分析 5.2.4 传输线信号反射定性分析 5.3 电磁场对导线耦合的干扰分析 5.3.1 场对线干扰的类型 5.3.2 场对线的感应耦合 5.3.3 高频辐射场对导线的干扰 5.3.4 孔缝泄漏场对导线的感应耦合 51 天线对天线的干扰分析 511无线电发射机的辐射特性 图5

2、1 调频广播和电视发射的频谱特性无论发射机产生的有用信号和无用信号，对于其他接收机来说都是潜在的干扰源工作频段 无意发射信号 基波信号 谐波信号图52 发射机输出频谱特性 发射机的输出作为干扰源 只关注它所产生的电磁能量的时间分布、空间分布和频谱特性 干扰辐射能量的时间分布主要取决于发射机的工作制式 干扰辐射能量的空间分布主要取决于发射功率和发射天线的方向性 基波辐射信号是最主要的干扰源 5.1.1无线电发射机的辐射特性5.1.1.1 基波辐射功率频谱特性 5.1.1.2 谐波辐射信号的功率频谱特性 5.1.1.3 其他干扰辐射的功率频谱特性 5.1.1.1基波辐射功率频谱特性 主要取决于发射

3、机功能、型号和调制方式 查阅产品的技术手册、设计规范和测量数据可以获得额定功率 固定发射机 :直接用它的额定功率来确定它的基波辐射功率 移动式发射机 :按正态规律统计 为置信系数 t为标准偏差 统计平均基波辐射功率 表51某型三台发射机的输出功率 基波频率 输 出 功 率 1号机 2号机 3号机 234 MHz 313 MHz 391 MHz 50 dBm 52 dBm 47 dBm 52 dBm 50 dBm 49 dBm 58 dBm 48 dBm 49 dBm取3，则P(506042)dBm。基带调制特性 基带调制包络函数M(f) f为实际频率与给定的基波频率之间的偏离值；M(Bi)为各

4、频段内基带调制特性的常数Bi为所在频段的频率宽度；M为所在频段调制包络函数的斜率。发射机调制方式 分段数i 频段宽度Bi 常数项MBiNi(dB+倍频程)调幅通讯和连续波雷达 O ： 1 _2 O1fB O500fB 1fB O O 一40 O + 133 - 67 调幅话音 O 1 2 3 1 Hz 10.HZ 100 Hz 1000 Hz 一28 28 O 一1l O 一28 7 60 调频 O 1 2 0.1，B O.5fB fB O O O O 333 O调制包络函数 四种典型发射机基波发射功率频谱特性曲线(a)调幅通讯发射机和连续波雷达的典型特性 (b)调幅音频发射机的典型特 四种典

5、型发射机基波发射功率频谱特性曲线 (c)频率调制发射机的典型特性 (d)脉冲发射机的调制包络特性 5.1.1.2谐波辐射信号功率频谱特性 统计方法得到的n次谐波信号的平均功率表示为 Pt(nf1)=P1+Algn+B (55) 式中，P1为基波发射的平均功率； f1为基波频率； n为谐波次数； A，B为给定的常数，它由表53列出。表5-3 按统计数据得到的发射机谐波常数 基波频率 A B 标准偏差t 低于30 MHz 30300 MHz 大于300 MHz 任何频率 一70 一80 一60 一70 一20 一30 一40 一30 10 15 20 20谐波信号的功率电平比基波功率电平依次减小，

6、大约按20 dB的数值递减 发射机各次谐波平均功率相对于基波平均功率的dB值 发射机谐波次数 低于30 MHz 30 MHz300 MHz 大于300 MHz 2 3 4 5 6 7 8 9 10 一4l 一53 62 69 74 79 83 87 90 一54 68 78 86 92 97 102 106 110 55- 一64 70 一75 79 82 85 88 90谐波辐射信号的功率频谱特性 谐波辐射信号的功率频谱特性也采用调制包谐波辐射信号的功率频谱特性也采用调制包络曲来描述。络曲来描述。谐波信号的调制包络特性的形状与基波调制谐波信号的调制包络特性的形状与基波调制包络特性相似，按特性

7、形状通常可分为两包络特性相似，按特性形状通常可分为两类类:1.各次谐波调制包络带宽相等各次谐波调制包络带宽相等2.各次谐波调制包络带宽成比例变化各次谐波调制包络带宽成比例变化1.各次谐波调制包络带宽相等 各次谐波信号的调制边带所占的带宽都与基波调制各次谐波信号的调制边带所占的带宽都与基波调制边带的带宽一样，即边带的带宽一样，即fBn=fB1，差别仅在于特性，差别仅在于特性曲线的功率电平随谐波次数增加而依次下降，带曲线的功率电平随谐波次数增加而依次下降，带宽不变。宽不变。谐波调制包络带宽成比例变化谐波调制包络带宽成比例变化谐波信号调制包络特性的带宽随谐波次数成比例地谐波信号调制包络特性的带宽随谐

8、波次数成比例地增大，即增大，即fBn=knfB1 特殊的谐波信号在谐波辐射信号中还有一种特殊的谐波信号，它们与发射机基波频率以外的某种频率成整数倍的关系。这种基波以外的信号频率如主控振荡器的频率或者时钟频率等。这种特殊频率的谐波辐射，其功率电平比基波谐波辐射的功率电平要小得多，因此它们通常可以忽略不计。5.1.1.3其他干扰辐射功率频谱特性 非谐波信号和热噪声等干扰信号 非谐波输出的频率很难找到与基频的规律性关系，通常用一定频率区间可能出现的概率来描述。在距基频f1有一定间隔f的特定频率区间B中，出现非谐波辐射干扰的概率表示为 P=WB/f1 (56)其中，w为随发射机种类而定的常数； B为可

9、能存在非谐波输出的带宽范围； f1为发射机的基波频率。 非谐波干扰举例一台监视雷达发射机，调谐频率为f1=1310MHz。当发射机在1.5f1至4f1之间的各频率范围内，常数w取6。当它在小于1.5f1的频率范围内，常数取18.5。试分析距基频间隔f=490MHz处，带宽B=40MHz范围内可能出现非谐波干扰的概率。 由于带宽为B的频率区间在(f1+f)处，由给定数据得f1+f=1310+40=l350MHz，它与1.5f1=1965MHz比较得(f1+f)1.5f1，因此w=18.5。 P=WB/f1=18.540/1310=0.56即非谐波干扰出现的概率为0.56。 发射机的噪声干扰一般是

10、很小的，除非额定功率超过1000 w的大功率发射机。需要分析噪声干扰，对于1000 w以下的发射机，其噪声干扰可忽略不计。 当需要分析噪声干扰时，可将噪声的平均功率加到基频调制包络特性的功率值上。对于其他各频率，噪声电平可以用与非谐波辐射相同的方法来进行描述。5.1.2 无线电接收机的敏感特性 无线电接收机是用来接收载有特定信息的电磁波的装置 通常把接收机的工作频率设计在对应的发射机的调谐频率上，使接收机对其他频段的信号的敏感度很低，基本上不响应。但是实际的接收机敏感特性不是理想矩形的，因此对各种频率的信号均有不同程度的响应。那些不希望响应的接收信号称为无用信号，从电磁兼容的角度来看，接收机是

11、对发射机发射的所有信号都可能响应的接收设备。接收机可能响应的接收方式 5.1.2.1 同频道响应5.1.2.2 邻近频道响应5.1.2.3 带外响应 (可忽略)5.1.2.1 同频道响应每台接收机都有自己的调谐频率，在选择性曲线中心频率f0处接收机响应的信号电平大，当信号电平下降3 dB时对应的频率宽度称为基频带宽fB1 同频道响应敏感度门限 调谐频率附近的干扰信号和需要接收的信号同时被接收和放大，即使是电平相当小的干扰信号也会被响应。因此在同频道响应中，按最严重的情况分析，接收机的敏感度门限值等于接收机的噪声电平 如果持有该噪声电平的测量数据，可以按正态分布采用概率统计方法求其平均噪声电平P

12、r(fro)。如果没有测量数据，可由噪声功率公式直接计算，并作为同频道敏感度门限值。同频道响应敏感度门限 Pr(fro)=FkTfBr (57)式中，F为噪声系数； T为热力学温度； k为玻尔兹曼常数k=138X10-23JK； fBr为接收机带宽。 通常将式(57)表示为分贝值，并且指定温度为20oC，即T=293。于是得 Pr(fro)=-174 - 10lgfBr+FdB (58)其中，FdB是F的分贝值。5.1.2.2 邻近频道响应邻近频道响应是指接收机在对同频道区段以外偏离调谐频率很多的干扰信号的敏感响应 如若60dB敏感电平对应的接收机带宽为fBx，则它与同频道带宽fBr之比fBx

13、fBr25倍者占90，fBxfBr4倍者占50，fBxfBr8倍者占20% 邻近频道干扰会在接收机内产生非线性效应，例如使有用信号增益降低，发生交调和互调现象等 邻近频道 邻近频道敏感特性可由中频选择性的分段线性化函数来近似表示 如以选择性特性相差3 dB，20 dB，60 dB决定相应的频率偏移f，可画出邻近频道敏感特性 邻近频道敏感特性 式中，S(f)为用分贝表示的敏感电平； f为偏离中心频率fr0的区段内频率变量； Bi为所在频率区段的频率宽度； S(Bi)为所在频段内的敏感特性的常数； Ai为各频率区段的选择性曲线斜率。邻近频道敏感特性分析举例某飞机着陆导航系统雷达接收机调谐中心频率1

14、250MHz,调谐带宽fB1=2MHz,中频敏感电平为20dB时,带宽为fB2=4MHz,当敏感电平为60dB时中频带宽为fB3=8MHz,分析敏感特性曲线。解：由题意知,同频道带宽2MHz,其频率偏移fl=0.5fB=1MHz,敏感电平20dB对应带宽4MHz,其频率偏移f2=2MHz,60dB对应的频宽为8MHz,其频率偏移f3=4MHz。设在f1MHz时,敏感电平S(f)=0,常数S(B1)=0,代入式5.9,则有0=0+A1lg(2MHz/B1),解得A1=0。在该段内线性化特性为S(f)=0。在1MHzf2MHz内,f=2MHz,S(B2)=0,S(f)=20dB,所在频率区段带宽B

15、2=1MHz代入式5.9,20=0+A2lg(2MHz/1MHz) 解得A2=67。在该段内线性化特性为S(f)=67lg(f/B2)。在2MHzf4MHz内,B3=2MHz,当f3=4MHz时S(f)=60dB f2=2MHz时,特性常数项S(B3)=20dB,代入式(5.9)中，60=20+A3lg(f/B3)，解得A3=133。在该段内线性化特性为S(f)=20+133 lg(f/B3)。 如果f=3MHz，代入上式得S(f)=43dB。5.1.3天线的辐射特性 天线的方向性函数就是描写天线的辐射作用在空间的相对分布情况的数学表达式 方向图则是相应的图解表示 天线的辐射特性根据它的远区场

16、确定 场强振幅的方向性函数是以天线为中心，以某一恒定距离为半径的球面上各点场强振幅随方位，变化情况的描述，表示为E(，)。通常用天线的归一化方向性函数F(，)来表示： F(，)=|E(,)|/|Emax| (510)式中，E(，)为天线在任意方向上的辐射场强； Emax为天线在最大辐射方向上的辐射场强。 大多数天线的方向性函数为实数，表示为F(，)。但是，当它为复数且需要用它来计算其他特性时，应表示为|F(，)|，以示仅取其模。广义来说，天线的辐射作用分布于整个空间，因而天线的方向图是一个三维空间的立体图形，定向辐射天线的立体方向图由于立体图形画起来困难，常用两个平面的图形来表征 平面方向图

17、平面方向图可以用直角坐标也可以用极坐标描绘。可以把归一化场强值换算成分贝数，用分贝数所绘成的方向图称为分贝方向图 天线的主平面方向图都是呈花瓣形状，故有时称波瓣图。最大辐射方向的波瓣称为主瓣，其余方向的波瓣称为旁瓣或副瓣，位于主瓣正后方的波端称后瓣。 在只有一个主瓣的方向图中，通常用两个主平面中的主瓣宽度来衡量辐射功率的集中程度。主瓣宽度系指由坐标原点向主瓣两侧某值处引两条射线的夹角大小。对于用场强表示的方向图，以最大场强值的0707倍作为主瓣宽度角的两侧引线点，对于用功率密度表示的方向图，以最大功率的一半作为主瓣宽度角的引线点。副瓣副瓣代表了天线在不需要的方向上的发射或接收能力。因此希望它越

18、小越好。副瓣电平是指所有副瓣中的最大值与主瓣最大值之比的分贝数： BLdb=20lg|Esm|/|Eom|式中，Esm为副瓣中电场强度最大值； Eom代表主瓣电场强度的最大值。归一化场强方向图 直角坐标归一化场强方向图 极坐标归一化场强方向图 功率密度方向函数和功率方向图天线辐射的电磁波能量的空间分布除用场强振幅表示外，还可以用功率密度来表示，把它称为功率密度方向函数和功率方向图。归一化的功率密度方向函数P(，)表示为 P(，)=|S(,)|/Sm (511)式中，S(，)为辐射功率密度的空间分布。Sm为功率密度最大值。在功率方向图中，副瓣功率电平BLdb等于 BLdb=10lgSsm/Som

19、 (512)式中，Ssm为最大副瓣功率密度； Som为主瓣功率密度的最大值。方向性系数D 为了精确地表示某一天线的方向性能，或用于比较不同天线的方向性能，必需引入一个参考的标准。通过被研究的天线与参考标准天线的比较，定量地描述它在最大辐射方向上产生的场强的倍数 通常取一个假想的无方向性天线，假设它在空间各个方向上具有均匀的辐射功率，把它作为参考标准，可以想象，这个无方向性天线的立体方向图是一个球面天线的方向性越强，辐射就越集中，它在最大辐射方向上的功率密度就越大，所产生的场强就越强 方向性系数DSmax，Emax分别为被研究天线在它最大辐射方向上产生的辐射功率密度和电场场强。S。，E0分别为同

20、样辐射条件下理想参考天线在该处产生的功率密度和电场场强。方向性系数与其方向性函数有关 P总=P0得 增益系数 天线方向性特性和效率的双重描写，在相同的输入功率下，被研究天线在其最大辐射方向上产生的场强振幅平方与无方向性参考天线在该点产生的场强振幅平方值的比定义为增益系数G：式中， PA和PAO分别为被研究天线和参考天线的输入功率 增益系数和方向性系数增益系数以输入功率计算，方向性系数以辐射功率计算。因此两者关系式为其中，为天线效率。它表示天线不可能把输入的功率Pm全部辐射出去，总有一部分损耗掉，10l称为“低频情况”，允许使用集中参数的等效电路分析线间耦合。 当 10ll时，称为“高频情况”，

21、线间耦合必须应用电磁场理论的传输方程来分析，有时也可以采用分段处理的方法来分析。在频率极低的情况下，即l 1000时，在线间耦合分析中，可以忽略自感作用和导线对地平面的电场感应。即令L=0，C0=。只考虑两线间的互电感耦合Ml2和互电容耦合C12，而且还认为它们可以分别单独作用，最后将接收导线上的两个感应电压叠加。 实验验证研究表明，这种简化的叠加算法误差较大，若用耦合系数Kc=20lg(U2/Us)来表示感应电压U2的相对值，计算误差在6 dB左右。如果把信号源频率提高，使信号波长满足10l条件，即进入“高频情况”，若仍然用简化叠加算法分析线间耦合，则耦合系数的误差将达到49 dB，这就说明

22、在分析导线对导线的耦合干扰时，首先必须比较导线有效耦合长度l和信号波长的关系，选择合理的算法。同时也表明两根导线间的耦合并不单纯取决于导线长度，即使在印刷线路板上两根较短的平行线由于信号频率很高，即波长短到比导线还短时，线间耦合就成为不可忽视的干扰途径。导线间分布参数的计算 一次参数(或等效分布参数):单位长度电阻r，自感L对地电容C0及线间单位长度互感M12，互电容C12。结构参数:线径a、线间的距离d、耦合长度l、导线离地的高度h等。导线的连接形式不同公式也不同。上述共地双线结构单位长度的一次参数计算公式为：导线对导线感应耦合一般分析步骤 (1)根据电缆的布局确定被分析导线的结构参数。如果

23、为了设计电缆的布局，可以把线间距d作为缺省值，由允许的耦合系数来确定导线的最小间距。 (2)由结构参数计算一次参数。 (3)根据导线相互间的实际有效耦合长度和信号源的波长确定相应的分析计算方法。 (4)分析和计算耦合电压和电流。5.2.3 高频线问耦合分析5.2.3.1 分段串级等效电路法 当线间耦合长度l和信号波长相比属于高频耦合情况(即l/10)时，为了能够仍然应用集中参数等效电路来分析，可以把导线按长度分成若干相等的段，使每一段长l满足l/10的条件，这样就得到若干个集中参数等效电路的串级电路。合理的段长通过求解这个n段串级电路，可以获得负载阻抗ZL2上的感应电压和电流。比较了同一对导线

24、应用不分段、分二段和分四段分析方法获得的耦合系数。在极低频情况下，不分段和分段的耦合系数Kc差别不明显，但在中频和高频情况下，不分段的耦合系数带来很大误差。分段越多，计算越精确，然而段数越多，等效电路就越复杂，使分析计算工作量成平方倍增加，而且在段长l=005之后，再继续增加段数对提高准确性效果不大。因此段长在(005-01)之间为宜。解决瞬态问题分段串级等效电路方法对于瞬态干扰源的线间耦合分析也是适用的，它需要将瞬态信号f(t)应用傅里叶变换求解得频谱函数F(j)在频域中，计算出所有的频率分量在接收导线上感应的电压U(j)，经过傅里叶反变换 即可求得瞬态感应电压U2(t)。 最大频率实际应用

25、中借助计算机来实现分析计算就会很方便。采用快速数字傅里叶变换(FFT)，获得f(t)的离散频谱，经过各频率分量的计算得到感应电压的频谱函数U(f)，再由FFT反变换即求得u2(t).应该指出，在f(t)的频谱特性中，工程应用时只截取它的主瓣部分。在主瓣以外的频率分量幅度已很小，可以忽略不计。这样就可以确定瞬态信号频谱特性的主瓣最大频率分量的波长c，把它作为导线长度分段的依据，从而得到最大段长为 llw，在小孔A上有均匀的电场分量Ex=E0ejkr。由于l可略去孔边缘的绕射效应，垂直长边l的电力线均匀分布 在yO区域中，空间界面分三部分 S0:A孔的平面;有电场分量Ex且是切向分量,磁场切向分量

26、H0t应与E0t垂直。但由于孔短边w很狭(w0区域，其边界虽说有三部：Oxz平面、无限远处闭合面和SA面，实质上前两者为无源自由空间，电场磁场均为零，即有E1t=0,H1t=0，E2t=0，H2t=0，在导电片SA上，根据对偶原理应有HAt0，EAt=0。欲使HAt 0，导电片中必然存在电流i且i=2wHAt，因此对偶导电片应是一个电流元il，它所产生的辐射场为 导电平面中小孔已被导电片填补，y0区域不再存在电磁场，因为导电片的辐射场与小孔A产生的泄漏场完全抵消了。导电片的辐射场与小孔A的泄漏场是一对对偶场，应用对偶原理，经过E-H，H-E，2wHAt-2WEot，Zc-1/Zc的替换 在Ox

27、z平面中只有变化的情况下得电场分布如图554中yo区域所示。在Oxy平面中R不变，电场分布是一个同心圆 5.3.4.2 孔缝泄漏场的数值分析 坐标变量变换成直角坐标变量 将此变换公式代入(520)中，得到矩形狭缝泄漏场电场强度分布函数 举例现有长方孔，长a=0.10m，宽b=0.01m，试分析距孔心y=1m处的场强，孔表面处入射平面波E=eyE0ejwte-jz，入射波频率w=2109 解：k=2/=209，x=0，y=1m，z=0，代入式(5122)得 5.3.4.3 穿过孔缝的电磁场对导线激励的分析 孔缝衍射电磁场 穿过孔缝的电磁场可按格林定理推导的基尔霍夫公式给出 :设长条形狭缝入射波为垂直导电平面的平面电磁波，在狭缝表面上只有xs方向的电场Ex(xs)当ab时，x方向的振荡因子变化缓慢，可写为 电场沿导线的分布 转换成直角坐标 直角坐标齐次变换矩阵为 P=Rt(，)Ps+M (5126)式中P=x，y，zT为传输线坐标系坐标矩阵；Ps=xs，ys，zsT为孔心坐标系坐标矩阵；M=w2，h，l2T为平移矩阵；Rt(，)为旋转矩阵。如若孔缝坐标系相对传输线坐标系存在倾斜、俯仰或旋转角度，则应以实际的，值代人旋转矩阵中，即可得到缝和线任意布置的场强分布 导线上的感应电流