电力电子课设交-直-交PWM变频电源

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1、精选优质文档-倾情为你奉上目录一、课程设计任务1.1设计目的电力电子技术课程设计是电气自动化工程专业学生在整个学习过程中一项综合性实践环节，复习和巩固本课程及其他课程的有关内容，对学生的实践能力的培养和实践技能分训练具有相当重要的意义。通过设计使得获得电力电子技术必要的基本理论、基本分析方法以及基本技能的培养和训练，为学习后续课程以及从事与电气工程及其自动化专业有关的技术工作和科学研究打下一定的基础，也便于学生加深理解和灵活运用所学的理论，提高学生独立分析问题、解决问题的能力，为毕业后的工程实践打下良好的基础。1.2设计要求要求交流输出额定相电压220V,额定相电流为240A，频率变化范围25

2、0Hz，其交流输入相电压为380V，电压波动频率为为10。1.3设计内容(1) 变频电源方案论证及设计(2) 主回路元件选择(3) 驱动电路设计(4) 保护电路设计(5) 缓冲电路设计(6) PWM控制策略(7) 滤波电路设计(8) 逆变变压器设计二、方案论证2.1整流电路方案整流电路是将交流电变为直流电，实现AC/DC的转换。在实际应用中，一般使用桥式整流电路。常用的桥式整流电路可以分为：不可控整流、全控整流、半控整流。所以有以下两种种方案：方案一：不可控整流。三相桥式不可控整流电路中整流器件是普通的二极管，是不可控器件，当它承受正向电压时会立即自然导通，承受反向电压时会立即阻断电路。其特点

3、是电路设计简单，功耗较小。缺点是输出电压不可变。方案二：可控整流。三相桥式可控整流电路的整流器件为晶闸管，利用晶闸管的特性来控制晶闸管的通断，要求在整流时要附加脉冲触发电路，改变延迟触发角可以改变整流输出电压的平均值。其特点是可以方便的改变输出电压平均值，缺点是要附加触发电路，控制复杂。综合以上三种整流电路，桥式不可控整流电路设计比较简单，功耗小。而半控和全控整流电路控制方式复杂，晶闸管在导通后功耗相对较大，触发角控制不好的情况下会使电路出现断续的现象，所以本课程设计采用简单的桥式不可控整流电路。三相桥式不可控整流电路2.2中间滤波电路方案三相全波整流后的电压波形脉动较大，为了保证逆变电路能够

4、获得较高质量的直流电流或电压，需要进行滤波。由于下面逆变电路为电压型逆变，所以中间通过大容量的电容进行滤波。由于受到电解电容的电容量和耐压能力的限制，滤波电路通常由若干个电容器并联成一组，又由两个电容器组串联而成。因为电解电容器的电容量有较大的离散型。故两个电容器组的电容量通常不能完全相等，这将导致它们承受的电压不相等，承受电压较高的电容器组将容易损坏。为了使电压相等，在电容器组旁各并联一个阻值相等的均压电阻R1和R2。其电路图如图所示：图2-2 中间电容滤波电路2.3逆变电路方案逆变电路实现DC/AC的变换。根据直流测电源的性质可以分为电压型逆变电路和电流型逆变电路。方案一：电流型逆变电路。

5、其特点是中间电路采用大电感作为储能环节来缓冲无功能量。即扼制电流的变化，使输出电压波形为正弦波。适用于大功率的场合。方案二：电压型逆变电路。其特点是中间电路采用大电容作为储能环节来缓冲无功能量，直流环节电压比较平稳，直流环节内阻较小，相当于电压源。电路中一般采用全控型器件IGBT。比较以上两种方案，由于实际中直流电流源并不多见，因而变频电源中电压型逆变电路用的更多。考虑到电压型逆变电路的通用性及其优点，我们选用电压型逆变电路。其电路图如图所示：图2-3 电压型逆变电路原理图2.4控制模块方案方案一：利用分立元件搭接模拟电路。这种模拟电路构成三角波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定他们的交点，

6、在交点时刻确定功率开关器件的通断。但是这种模拟电路结构复杂，难以实现精度的控制，而且调试困难，稳定性差。方案二：采用SPWM集成电路。利用这种集成芯片只需要加上少量的外围器件就能生成SPWM波形。利用专用芯片配合微处理器可以方便的产生SPWM。比较上述两种方案，采用分立元件构成的电路稳定性差，精度低。而采用SPWM集成芯片具有精度高、抗干扰能力强、外围电路简单等优点。所以，本课程设计采用方案二。本课程设计选用专用集成芯片SA4828作为核心主控芯片，配合使用微控制器AT89C52为核心。SA4828芯片具有如下特点：1) 载波频率最高可达24kHz，输出频率范围014 kHz，输出频率控制精度

7、16位。2) 通过像控制寄存器写值，可实现对电源输出频率实时控制和三厢输出电压幅值实时、独立控制。3) 内部ROM存有三种可选的输出波形（纯正弦型、三次谐波增强型和带死区增强型）；4) 可设最小脉冲宽度、脉冲取消时间和死区时间。图2-4. SPWM波生成电路三、主回路系统组成系统框图如图：根据上述的设计方案，作出主电路原理图：四、元件参数计算及选择4.1整流电路元件选择二极管额定电压的选择考虑到输入电压有10%的波动，所以输入电压的范围UL=(277V420V)二极管承受的的最大反向电压为线电压的峰值，即Um=2UL=2420=593.88V考虑到安全裕量，选取二极管的额定电压为UVD=23U

8、m=1187.76.62V1781.64V所以选择二极管的额定电压为1500V。二极管额定电流的选择一个电源周期内，流过每一个二极管的电流为负载电流的1/3，即IVD=Id/3=240A3=80A考虑到安全裕量，选择二极管的额定电流为IVD=1.52IVD=120A160A所以选择二极管的额定电流为150A。4.2中间滤波电路元件选型不可控整流桥输出电压平均值为Ud=2.34U2=2.34220=514.8V考虑到关断浪涌电压，选取电容的额定电压为800V。电容的容值主要取决于直流电压的脉动大小，根据工程设计的经验有以下计算公式：C=IFUdfminK式中，IF为逆变器的额定输出电流均方根值(

9、A)，Ud为直流电压平均值，fmin为逆变器的最低输出频率，为允许直流电压频率低峰值纹波因数，K为负载位移因数角有关系数，由上式各计算出直流侧电容容值为10000uF，由4个额定电压为470V的10000F电容两串两并构成。4.3逆变电路元件选型三相桥式逆变电路中，直流测电压平均值为Ud=514.8V，IGBT承受的最大电压即为Ud，考虑到安全裕量，选取额定电压为UVT=23UM=1029.6V1544.5V所以选择IGBT的额定电压为1500V。逆变桥输出的相电压有效值为UN=0.471Ud=0.471514.8=242.47V根据功率守恒条件，逆变桥输出端的最大电流为IN=220V240A

10、242.47=217.76AIGBT的电流平均值为IdVT=IN1.573=80.1A考虑安全裕量，选取IGBT的额定电流为(23) IdVT=(160A240A)。反馈二极管的选择。五、单元电路设计5.1驱动电路设计由于三相桥式逆变电路采用IGBT作为开关器件，IGBT的驱动多采用专用的混合集成驱动器。本设计中我们采用ML芯片作为驱动芯片。它的内部具有退饱和检测和保护环节，当发生过电流时能快速响应但慢关断IGBT，并向外部电路给出故障信号。ML输出的正驱动电压均为+15V左右，负驱动电压为-10V。其峰值输出电流为5A，并有短路保护。电路图连线图如下图：5.2保护电路设计5.2.1过电流保护

11、电力电子电路运行不正常或者发生故障时，可能会发生过电流。过电流分过载和短路两种情况。一般电力电子装置均同时采用几种过电流保护措施，以提高保护的可靠性和合理性。1) 功率主电路中串联快速熔断器。当由于滤波电容器、IGBT电路的短路等原因造成主电路直流部分形成短路时，将形成很大的短路电流，这时熔断器起保护作用。2) 由电流检测环节、比较器、接触器等构成过流保护电路。正常情况下，过电流保护电路的输出为高电平。一旦出现过电流，比较器的输出状态将翻转，进而切断交流接触器KM的控制线圈通电回路，使交流接触器断开，从而实现电网与主电路的完全分断。3) 集成驱动芯片实现过流保护。IGBT的驱动芯片M57962

12、L具有过电流保护的功能， M57962L通过检测IGBT的饱和压降来判断IGBT是否过流，一旦过流，M57962L将对IGBT实行软关断，并输出过流故障信号，起到了IGBT过流保护。4) 当变频电源刚接通时，滤波电容器上的电压为0V。而电源电压为380V，且为了提高滤波效果，滤波电容器的电容量又很大。所以，在刚接通电源的瞬间，将产生很大的冲击电流，有可能损害整流二极管。解决办法：在三相整流桥和滤波电容器之间，接入限流电阻R,将滤波电容器的充电电流限制在一个允许的范围内，当滤波电容器已经充电完毕后，由接触器KM2将电阻R短接。5) 死区补偿。在三相电压型逆变电路180导电方式逆变器中，由于开关器

13、件固有存储时间的影响，其关断时间一般长于其开通时间，因此为了防止同一相上下两开关器件同时导通而引起直流侧电源的短路，通常设置开关时滞兀，这就是人们通常所说的“死区”。即先给应关断的器件关断信号，待其关断后留一定的时间裕量，然后再给应导通的器件发出开通信号，即在两者之间留一个短暂的死区时间。通常利用软件来设置死区时间，即延时程序。图5-2-1 过电流保护电路5.2.2过电压保护过电压产生的原因主要来自电击、电网中的电压浪涌尖峰，以及电路内部开关器件开通关断引起的电压尖峰。阻容吸收电路实现过电压保护。阻容吸收电路的作用是利用电容来吸收尖峰过电压，利用与电容相串联的电阻来消耗过电压的能量，从而抑制引

14、起的震荡。通常阻容吸收电路就直接并联与电力电子装置的两端，不仅可以抑制开关换流引起的尖峰电压，还可以吸收母线上的浪涌电压。图5-2-2过电压保护5.3缓冲电路设计缓冲电路实际上是一种开关辅助电路，利用它可以减少器件在开关过程中产生的过电压、过电流、过热、du/dt、di/dt，确保器件的可靠运行。所以缓冲吸收电路设计对于电力电子器件是十分重要的。图5-3-1目前IGBT的缓冲电路主要采用钳位式RCD吸收电路，通常有如图5-3-1所示的三种形式。1. 低电感吸收电容构成的缓冲电路，如图5-3-1(a)。该缓冲电路适用于小功率IGBT模块，其端电压稳定时间过长，而且缓冲电路容易产生震荡。2. RC

15、D缓冲，如图5-3-1(b)。缓冲电路跨接于IGBT模块的正、负电源之间来抑制过电压；当上、下桥臂的任意一个IGBT由导通变为关断时，线路杂散电感的能量经二极管VD冲向电容C，模块正、负极之间的电压被钳在电容电压上来抑制过电压。该缓冲电路方式适用于较大功率的IGBT模块。其中缓冲二极管的反向恢复特性虽不影响关断过程的峰值电压，但会使端电压稳定时间过长，因此，要选择反向恢复时间短的二极管。3. P型RCD和N型RCD共同构成的缓冲电路，如图5-3-1(c)。该缓冲电路适用于大功率IGBT模块，其功能类似于图5-3-1(b)缓冲电路，但其回路电感更小。其优点是吸收电容的取值为RCD缓冲电路的一半，

16、降低了损耗。综合以上三种缓冲电路，本设计选择第三种缓冲电路。缓冲二极管的选择缓冲二极管必须选择过渡正向电压低、逆向恢复时间短、逆向恢复特性较软的快恢复二极管。对于额定电流，至少不小于主电路器件的1/10。根据上面计算，选择二极管的额定电压为800V，额定电流为缓冲电容的选择缓冲电容的取值可实验确定或参考工程手册。缓冲电容要选用高频特性优良的电容如薄膜电容器等。额定电压的选择。有上面的计算可知，直流侧的平均电压为514.8V，考虑到浪涌冲击，选择额定电压为800V的电容。电容值的选取。缓冲电容的容量值根据下式简单估算：CS=LI0UCEF-U2式中：L是主电路的分布电感；I0是IGBT关断时的集

17、电极电流；UCEF是缓冲电容电压的最终值；U是直流母线电压。代入相关数据，选择电容的电容值为40F。缓冲电阻的选择对缓冲电阻性能的要求是：在IGBT进行关断动作时，能将缓冲电容上聚积的电荷及时放掉。IGBT关断时，以放电90%的积聚电荷为条件，可以用下式简单估算出缓冲电阻值：RS=12.3CSf式中：f为功率器件的开关频率。带入相关数据，可以估算出RS为100。5.4输出滤波设计逆变器的输出波形是SPWM方波，含有谐波成分，为了使输出波形正弦化，必须采用输出滤波器。由于本系统要求输出的频率为250Hz，所以在输出端采用LC低通滤波器滤除高次谐波。电感阻抗值XL=L=2fL，XL频率升高而升高；

18、电容阻抗值XC=1(C)=1(2fC)，XC随频率升高而降低。1(C)=L所对应的频率为截止频率fc。fc与L、C对应的关系：fc=1(2LC)本课程设计中逆变器输出电压基波频率fc可在2Hz50Hz变化，载波频率可为1000Hz，一般确定输出滤波器中电感L0和电容C0的截止频率fc位于中间频段，使之满足3ffcfs/5。其中f和fs分别表示逆变器输出的最大频率和PWM载波频率。因此假如截止频率fc为1kHz。可以看出ffc，则1(C)L，此时对基波信号的阻力很小，允许基波信号畅通；又fk1fc，则1(K1C)K1L，此时对低次谐波的阻力很大，因此滤波器不允许谐波信号通过。因此当我们将LC振荡

19、电路的振荡频率设计为fc就能有效的滤除高次谐波。现在计算L，C的值，我们知道fc=1(2LC)=LC(2L)令=LC为特性阻抗，则L=/(2fc)所以得 C=L2综合以上几式可得C=L/(2fc)由上式可知，只要知道fc，的值，便可计算出L，C特性阻抗与负载阻抗的关系是=(0.50.8)RL因电感值大的电感体积大，因此在实际中，可以将电容取得大些，而将电感取得相对小些。最终我们设计选取的输出滤波器电感为0.5mH，电容为60F/600V。5.5逆变变压器选择首先，确定变压器的额定容量。根据设计要求，输出交流额定相电压为220V，额定相电流为240A，则最大负载功率为S=3220V240A=15

20、8.4KW选择变压器的容量为200KW。确定变压器的变比：逆变桥的输出电压有效值为：UN=0.471Ud=242.47V所以变压器的变比为：n=UNU=242.47220V=1.1六、PWM控制策略SPWM的控制分为计算法和调制法。如果给出了逆变电路的正弦波输出频率、幅值和半个周期内的脉冲数，PWM波形中各脉冲的宽度和间隔就可以准确的计算出来。但是计算法相当繁琐、当需要输出的正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。调制法是把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波或锯齿波作为载波，其中等腰三角波应用最多。在调制信号波

21、为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。在实际应用中可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点，在交点时刻对功率开关器件的通断进行控制，就可以生成SPWM波形。但这种模拟电路结构复杂，难以实现精确的控制。因此，目前SPWM波形的生成和控制多用集成芯片或微机来实现。本课程设计采用专用集成芯片SA4828和单片机AT89C52来产生。即用软件算法实现SPWM的生成。软件生成的控制算法主要有以下两种。1) 自然采样法在正弦波和三角波的自然交点时刻控制功率开关器件的通断，称为自然采样法。正弦波在不同相位角时值不同，因而与三角波相交所得到的脉冲宽度不同。可知这种算法计算量比

22、较大，需花费较多的时间。由于SA4828的产生SPWM是基于规则采样的原理.所以下面着重介绍规则采用法。2) 规则采样法三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc。自然采样法中，脉冲中点不和三角波一周期中点(即负峰点)重合。规则采样法使两者重合，每个脉冲中点为相应三角波中点，计算大为简化。三角波负峰时刻tD对信号波采样得D点，过D作水平线和三角波交于A、B点，在A点时刻tA和B点时刻tB控制器件的通断，脉冲宽度和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。图6-1 规则采样法规则采样法计算公式推导：正弦调制信号波公式为ur=asinrt正弦调制信号波公式中，a称为调制度，0a1；r为信号波角频率。从图6-1可以看出:1+asinrtD/2=2TC/2可得=TC2(1+asinrtD)三角波一周期内，脉冲两边间隙宽度=12TC-=TC4(1-asinrtD)三相桥式逆变电路的情况：通常三相的三角波载波公用，三相调制波相位依次差120，同一三角波周期内三相的脉宽分别为U、V和W，脉冲两边的间隙宽度分别为U、V和W，同一时刻三相正弦调制波电压之和为零，可得U+V+W=3TC2由上式可得U+V+W=3TC4利用以上两式可简化三相SPWM波的计算。七、总结八、参考文献1 王兆安，黄俊. 电力电子技术.北京：机械工业出版社.2006附录原理图专心-专注-专业