射频复习重点

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1、精选优质文档-倾情为你奉上第一章 射频电路导论1.包含晶体管、 场效应管等有源器件的电路称为电子线路。 实现无线电的发射、 接收以及信息的加载和提取的电子线路称为射频电路。射频电路用来实现无线电的产生、 接收以及信息的加载和提取。2.射频可分为以下三类： （1） 低于300 kHz的为低频范围， 包括极低频、 超低频、 特低频、 甚低频和低频五个频段； （2） 300 kHz 300 MHz为高频范围， 包括中频、 高频和甚高频三个频段； （3） 频率高于300 MHz 的范围为微波范围， 包括特高频、 超高频和极高频三个频段。3.电路是线性电路: a0是ICQ， a1是晶体管在Q处的交流跨导

2、gm4.电路变成了非线性电路: LC谐振回路2.2.1 串联谐振回路回路总阻抗: 谐振时，上式虚部为零。谐振频率f 0= 回路总阻抗ZRL+r，出现最小值。回路电流最大。品质因数 衡量电感上的损耗的物理量，用Q来表示。表征了无功功率与有功功率的比值。其值越大，损耗越小。空载值定义为 : 回路有载值 : 由此，可知谐振时：在某些频段内，品质因数可视为常量。谐振特性1.谐振时，回路呈纯阻性。时，回路呈容性，反之呈感性。2.谐振时，电源端电压与电流同相，电流出现最大值。电源电压全部加在电阻上。3. 电容与电感不分担电源电压，它们之间进行能量交换。4. 电容与电感上出现最大电压，是电源电压的Q倍。2.

3、2.2 并联谐振回路阻抗电路的串并联等效转换 , 应使, 由于Q值不变，有因此，当串联形式转换为并联形式时有, 当时，(1)回路谐振电导 (2)回路总导纳 (3)谐振频率(4)回路空载Q值(5)回路有载Q值 为所有并联支路的总电导之和谐振特性1.谐振时，回路呈纯阻性，出现最大电阻值。时，回路呈感性，反之呈容性。2.谐振时，电源端电压与电流同相，电压出现最大值。电源电流全部加在电阻上。3.电容与电感上出现最大电流，是电源电流的Q倍。谐振曲线:回路电压（或电流）与外加信号源频率之间的幅频特性曲线单位谐振曲线 : 任意频率下的回路电压（或电流）与谐振时回路电压（或电流）之比。 绝对失谐量或广义失谐量

4、 为幅频特性。为相频特性。通频带:使电压（或电流）下降到谐振电压（或电流）的某种比例值的频带宽度。典型的有：（比例为70.7%）（比例为10%），B=通频带与回路值成反比。所以，值越高，通频带却越窄，但谐振曲线越陡峭， 选择性越好。一个理想的谐振回路， 其幅频特性曲线应该是通频带内完全平坦，信号可以无衰减通过，而在通频带以外则为零，信号完全通不过。矩形系数: 矩形系数0.1定义为频带范围0.1与通频带0.7之比， 即: 0.1是一个大于或等于的数， 其数值越小， 则对应的幅频特性越理想。它反应了实际幅频特性曲线接近理想幅频特性曲线的程度。串联 谐振频率点的阻抗最小，相频特性曲线斜率为正。串联回

5、路在谐振时，通过电流最大。 并联 谐振频率点的阻抗最大，相频特性曲线斜率为负。并联回路在谐振时，通过电压最大。在实际选频应用时，串联回路适合与信号源和负载串联连接，使有用信号通过回路有效地传送给负载。并联回路适合与信号源和负载并联连接，使有用信号在负载上的电压振幅增大。2.3 电容分压式阻抗变换电路变换前后能量守衡。 其中，n为接入系数，小于。 2.1.2 谐振功率放大器的工作原理 当晶体管允许损耗功率PC一定时， C越高， 输出功率Po越大。 当wt=0时，所以，第二章 正弦波振荡器1.放大器的增益 A为o超前i的相角。2.反馈系数F为f超前o的相角。3.闭环的放大器增益 4.振荡条件是=1

6、即A F=1 5.振幅平衡条件Uf=Ui6.振幅稳定条件在稳定平衡点上， 放大器的增益应随输入电压的增大而减小。或在稳定平衡点上， 反馈网络的反馈系数应随电压的增大而减小。7.起始振荡的条件A F1 j=2n8.LC振荡电路的形式很多， 按反馈网络的形式， 可分为变压器耦合反馈式及电感或电容反馈式振荡电路两种。变压器耦合振荡器9. 射同基反 串联谐振回路g02 呈现容性10. 电容三端式振荡器电路分析图3.2.4(a)中，RB1、RB2、RE为直流偏置电阻；CB是基极偏置的滤波电容，CC是集电极耦合电容。 CB和CC对交流应当等效为短路； 直流电源UCC对于交流等效为短路接地； RB1、RB2

7、被交流短路。RL为外负载电阻，L、C1、C2构成振荡器的谐振回路， 它的无载谐振阻抗为Re0。 射极到基极外接电容C2， 射极到集电极外接电容C1， 这符合“射同”的原则。 基极到射极外接电容C2， 基极到集电极外接电感L，这符合“基反”的原则。工作角频率g反馈系数 当Cberbe，为了满足相位平衡条件， 必须使3=b,则必须虚部为零=0 当RiR时 ,当Ri29反相输入运放构成的RC移相振荡器：其结果同上16. RC选频振荡器 在谐振频率0=处，H(0)= , 0)=0。 当0时， 随着的增加，H()减小并趋于零，)趋于90。 其带宽BWBPF30， 品质因数Q1/3。图 3.3.8 文氏桥

8、振荡器(a) 原电路； (b) 等效电路 A=1+ F=起振条件Rf2R1石英晶体异性电荷量Q的多少正比于机械变形x， 即Q=K1x晶体片两个表面上施加电压E则x=K2E17. 并联型石英晶体振荡器并联型石英晶体振荡器是把石英晶体当作电感元件使用， 振荡器的工作频率g与晶体的串、 并联谐振角频率s、p之间一定满足sg1振荡的最大振幅Usm, max=Usm(1+ma)， 最小振幅Usm, min=Usm(1ma)， 所以， 有: 利用三角函数的积化和差公式从而得到普通调幅信号的三个频率分量：频率c+和c分别称为上边频和下边频， 上、 下边频分量的振幅maUsm/2都正比于调制信号u的振幅Um，

9、 与载频c的频率差都是u的频率。 所以， 上、 下边频分量携带了调制信号的全部信息， 中间的载频分量则与调制信号无关。 uAM的带宽为BWAM=2发射普通调幅信号uAM时， 天线系统等效为负载电阻RL， 考虑到各个频率分量的正交关系， uAM的总平均功率由各个频率分量各自的平均功率相加而成。 其中， 载波功率:边带功率: 总平均功率: 3. 双边带调幅信号双边带调幅信号的时域表达式: 其中Usm cost=kMUmUcm cost为时变振幅， Usm为最大振幅。 uDSB的波形如图：(a) cost和cosct同时过零（180突变）； (b )cost和cosct不同时过零带宽为BWDSB=2

10、总平均功率等于边带功率4. 单边带调幅信号（包络恒定）单边带调幅信号的时域表达式为带宽为BWSSB=总平均功率单边带调幅信号有两种基本的产生方法， 分别称为滤波法和相移法。相移法 例题：1.调幅信号us1=2+cos（2103t） cos(106t) V，us2=1.5 cos(1.996106t )+1.5 cos(2.004106t) V判断us1和us2的类型， 确定载频和带宽， 计算在单位负载电阻上产生的总平均功率。 解： us1 = (2 + cos2p 103t ) cos(p 106t)= 2(1 + 0.5cos2p 103t ) cos(p 106t) V是普通调幅信号， 载

11、波振幅Usm=2 V，调幅度ma=0.5。 载频：c=106 rad/s调制信号频率=2103 rad/s， 带宽:BWAM=2=22103 rad/s=4103 rad/s在单位负载电阻上， 载波功率: 边带功率: 总平均功率：PAM=Pc+PSB=2 W+0.25 W=2.25 Wus2=1.5 cos(1.996106t)+1.5 cos(2.004106t)=3 cos(4103t) cos(2106t) V是双边带调幅信号， 最大振幅Usm=3 V。 载频:c=2106 rad/s调制信号频率=4103 rad/s， 带宽:BWDSB=2=24103 rad/s=8103 rad/s

12、在单位负载电阻上， 总平均功率:2. 调幅信号us1的波形如图5.2.12(a)所示， 判断其类型， 写出时域表达式， 并画出频谱。 图5.2.12(b)所示为调幅信号us2的频谱， 判断其类型， 写出时域表达式， 并画出波形。 (a) us1的波形； (b) us2的频谱解： us1是普通调幅信号， 最大振幅Usm, max=8 V， 最小振幅Usm, min=2 V。载波振幅和调幅度分别为调制信号频率: 载频:sus1的时域表达式为us1=Usm(1+ma cost) cosct =51+0.6 cos(2103t) cos(2106t) Vus1的频谱如图5.2.13(a)所示。 us2

13、是双边带调幅信号， 其表达式为us2=2.5 cos(278103t)+2.5 cos(282103t)=5 cos(22103t) cos(280103t) V, us2的波形如图5.2.13(b)所示。 5=U(sm) 1.5=0.5m(a)U(sm) 双边带0.5U(sm)5. 晶体管放大器调幅 u=Um cost和uc=Ucm cosctiC的频谱 用LC并联谐振回路作为带通滤波器，使中心频率0=c， 如果滤波器带宽等于信号带宽， 即BWBPF=2， 谐振电阻为Re， 则输出普通调幅信号：其中U(sm)=R(e)a(1)U(cm), m(a)=1.414U(m)为了减小或消除包络失真和

14、非线性失真， 可以采用平方率器件， 也可以改变交流输入电压,还可以采用平衡对消技术。6. 场效应管放大器调幅场效应管的漏极电流iD与输入电压uGS的关系为转移特性： IDSS为饱和电流， UGS(off）为夹断电压。 将uGS=UGG+ugs =UGG+u+uc代入上式， 展开并整理， 得到：线性时变电路调幅UcmUm1 晶体管放大器调幅定义单向开关函数: 其傅立叶级数展开式为当uc0时， 晶体管处于放大状态， 集电极电iC=gm(u+uc);当uc2,谐振电阻为Re时， 输出普通调幅信号:其中: , 如果使LC回路的0=3c， 其他参数不变， 则输出双边带调幅信号：其中:2 场效应管放大器调

15、幅为了使场效应管的恒流状态或截止状态近似取决于uc的正负， 我们使直流偏置电压UGG等于N沟道结型场效应管的夹断电压UGS(off)， 同时u和uc满足UcmUm, c,则漏极电流：其中， 时变静态电流和时变电导分别为uc的波形经过几何投影得到I0(t)和g(t)的波形，(a) uc和I0(t)波形的几何投影关系； (b) uc和g(t)波形的几何投影关系当LC回路的中心频率0=c， 带宽BWBPF2， 谐振电阻为Re时， 输出普通调幅信号:其中: 3 差分对放大器调幅uc为差模输入电压， 在交流通路中加在晶体管V1和V2的基极之间; u控制电流源的电流， 即晶体管V3的集电极电流iC3。 其

16、中， UT为热电压。其中 (1) 当Ucm4UT时， 差动放大器工作在开关状态， 双曲正切函数的取值为1或1, 即当Ucm的取值介于情况(1)和情况(2)之间时， 差动放大器工作在非线性区， 双曲正切函数可以展开成傅立叶级数： 傅立叶系数b2n 1(Ucm /UT)，n = 1，2，3，的取值见附录B，其中，x = Ucm /UT。例题：双端输出的差分对放大器调幅电路如图5.3.17(a)所示，u=Um cost，uc=Ucm cosct, 分析该电路的工作原理。解： 根据差分对放大器的电流方程， 晶体管V1和V2的集电极电流分别为 其中， 晶体管V3提供电流源电流：各个电流成分在电路中的分布

17、如图5.3.17(b)所示， 输出电流：将在LC并联谐振回路上产生输出电压uo， 而iC1和iC2各自的iC3/2在LC回路中流向相反，产生的电压反向抵消， 实现平衡对消， 在uo中去除了载频分量。 当UmUT时, 有：其中包括频率为c的上、 下边频分量， 对其滤波输出双边带调幅信号; 当UmUT条件不满足时， th(uW /2UT)包含u的谐波分量， 和uc相乘后频谱分布在c附近， 如果滤波输出， 则将使双边带调幅信号发生非线性失真。双差分对放大器用作乘法器又称吉尔伯特乘法单元， 其原理电路如图5.3.18所示。图中， 左边的差分对电路由晶体管V1、 V2和V5构成， 右边的差分对电路由晶体

18、管V3、V4和V6构成，V5提供V1和V2的偏置电流， V6提供V3和V4的偏置电流。 V5和V6也构成差分对电路， 由电流源提供偏置电流。输出电流：根据差分对放大器的电流方程， 有: io流过两个电阻RC产生输出电压uo， 如果UmUT，UcmUT， 则所以在小信号下， 双差分对放大器可以直接实现调制信号和载波的相乘， 输出双边带调幅信号； 如果只有Um4UT时, 有都需要通过滤波输出双边带调幅信号。 双差分对放大器调幅实现了两级平衡对消， 式（5.3.6）和式（5.3.7）实现了第一级平衡对消， 去除了直流分量、 调制信号分量及其谐波分量， 式（5.3.8）实现了第二级平衡对消， 去除了载

19、频分量及其谐波分量。4 二极管调幅输入电流: 其中， 时变静态电流和时变电导分别为 ii在RL上产生的负载电压uL=iiRL是ii的各个频率分量分别乘以RL后得到的各个电压频率分量的叠加， uL经过中心频率0=（2n1）c（n=1， 2， 3， ）， 带宽BWBPF2的带通滤波器， 取出通频带内的频率分量， 产生调幅信号。 n=1时输出普通调幅信号：其中： 式中，kF为滤波器的增益。 当n1时， 输出双边带调幅信号。 例如， 当0=3c时， 有：其中: 例题：采用平衡对消技术的二极管调幅电路如图所示， Tr1、 Tr2和Tr3是宽频变压器， Tr1和Tr3为中心抽头。 忽略二极管VD1和VD2

20、的导通电压， VD1和VD2的交流电阻为rD，u=Um cost， uc=Ucm cosct， UcmUm， c。 分析该电路的工作原理。解： 去除变压器后的等效电路如图所示。 当uc0时，VD1导通，VD2截止，上回路和下回路的输入电流: 此时Tr3原边的上半部分与副边电感耦合， 负载电流:当uc0时， 二极管VD1和VD2同时导通， uc在上回路和下回路产生的输入电流iic1和iic2在变压器Tr3的原边中方向相反， 磁通抵消， 所以Tr3对载频分量没有电感耦合和阻抗变换， 对uc而言， 上、 下回路的等效负载电阻为零， 相当于短路。此时， u在VD1和VD2中产生的电流ii1和ii2在T

21、r3的原边中方向相同， 构成原边中的连续电流，Tr3对调制信号分量实现电感耦合和阻抗变换， 负载电阻RL经过(21)2的阻抗变换， 反射到原边上的等效负载电阻为4RL， 在上、 下回路各为2RL。根据以上分析可知， 当uc0时，iic1和iic2对负载电流iL没有影响， 而ii1和ii2构成原边中的连续电流: 产生的负载电流: 当uc0时，VD1和VD2同时截止，iL=0, 在任意时刻， 有: iL中包含频率为(2n1)c(n=1， 2， 3， )的频率分量， 在负载电阻RL上产生的负载电压uL经过中心频率0=(2n1)c(n=1， 2， 3， )， 带宽BWBPF2的带通滤波器可以输出双边带

22、调幅信号。振幅解调原理1 二极管峰值包络检波选用导通电压UD(on)很小， 交流电阻rD也较小的二极管。 当普通调幅信号uAM大于输出电压uo时， 二极管导通， uAM通过二极管对电容C充电， uo上升； 当uAMuo时， 二极管截止， C通过电阻R放电，uo下降， 直到当uAM再次大于uo时，又开始下一轮的充电。uD=uAMuo输出电压近似等于普通调幅信号的上包络线（二极管反向时，下包络线）， 即其中, kd小于且近似等于1， 称为检波增益。二极管的通角满足如下关系: 可得即因为很小所以在振幅为Usm的等幅普通调幅信号的情况下， 二极管峰值包络检波的输入电阻Ri等于Usm与iD中基波分量的振

23、幅ID1m之比， 即其中: 将Usm和a1()的表达式以及kdcos代入式当/6时， 有: 1） 惰性失真：在电容放电的速度低于普通调幅信号uAM上包络线下降速度的时间段t1t2内， 二极管VD一直截止， 输出电压uo大于uAM， 并按电容放电规律下降， 而与uAM无关， 直到uouAM时，VD重新导通， 恢复包络检波功能。 这种失真称为惰性失真。为了避免惰性失真， 电容放电时，uo的下降速度要始终大于uAM上包络线的下降速度。可以证明， 对时间常数RC的要求为调制信号频率和调幅度ma越小， 包络线的变化越慢， 就越不容易发生惰性失真， 上式对RC的限制就越宽松。 2） 负峰切割失真(a) 级

24、联后级电路； (b) 等价电路； (c) 负峰切割失真的波形避免负峰切割失真的方法是保证上包络线的最小值大于U， 即 所以， 对普通调幅信号的要求是：， 检波电路负载网络的直流阻抗ZL(0)=R， 对调制信号呈现的交流阻抗ZL(j)=RRL， 显然ZL(j)Usm。 求输出电压uo。 图5.4.11 单边带调幅信号的乘积型同步检波(a) 原电路； (b) 等效电路解： 该电路采用了二极管线性时变电路构成的乘法器和RC低通滤波器， 与二极管串联的电阻RD可以减小二极管伏安特性的非线性的影响。去除变压器Tr1和Tr2后的等效电路如图5.4.11(b)所示。 二极管VD1VD4的导通和截止取决于ul

25、的正负。当ul0时，VD1和VD2导通， VD3和VD4截止，VD1和VD2支路上各有ul/2的压降， 乘法器的输出电压:当ul0时，VD1和VD2截止，VD3和VD4导通， VD3和VD4支路上各有ul/2的压降， 乘法器的输出电压: 在任意时刻， 有设RC低通滤波器的增益为kF， 输出调制信号乘积型同步检波中， 当本振信号相对载波有频差c和相移j时， 有： ul=Ulm cos(c+c)t+j设已调波为双边带调幅信号uDSB=Usm cost cosct， 则乘法器的输出电压:低通滤波后， 输出电压:2 叠加型同步检波当us是双边带调幅信号uDSB时， 加法器的输出电压:以uSSB是上边带

26、调幅信号为例， 加法器的输出电压：设 则设D=Usm/Ulm， 则式（5.4.4）可以写为当D1时， 第一个根式近似为1， 第二个根式利用(1 x)1/2 1 (| x | Usm。 求输出电压uo。图5.4.14 平衡式叠加型同步检波(a) 原电路； (b) 等效电路解： 去除变压器Tr1和Tr2后的等效电路如图5.4.14(b)所示。 设D=0.5Usm/Ulm， 则D0时的电路； (c) uc0时，VD1和VD3导通， VD2和VD4截止， 电路等效为图5.5.8(b)。所以原理电路中的负载电流: 当uc0时，VD1和VD3截止，VD2和VD4导通， 电路等效为图5.5.8(c)。在任意时刻， 有: 专心-专注-专业