TD-SCDMA系统干扰分析

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1、TD-SCDMA系统干扰分析目 录第1章 干扰的基本原理11.1 干扰的定义11.2 干扰的分类31.2.1 加性噪声干扰31.2.2 交调干扰31.2.3 阻塞干扰51.2.4 邻道干扰6第2章 互干扰理论分析方法92.1 加性噪声干扰理论分析方法92.2 阻塞干扰理论分析方法102.3 交调干扰理论分析方法102.4 邻道干扰理论分析方法11第3章 互干扰计算举例133.1 概述133.2 TD与GSM(900/1800)互干扰的理论计算133.2.1 TD-SCDMA基站对GSM1800基站的阻塞干扰133.2.2 GSM1800基站对TD-SCDMA基站的加性噪声干扰143.2.3 G

2、SM1800基站对TD-SCDMA基站的阻塞干扰143.2.4 TD与GSM(900/1800)干扰结论143.3 TD与PHS互干扰的理论计算15第4章 互干扰解决措施164.1 外场干扰解决措施164.1.1 干扰源与被干扰系统属于同一运营商174.1.2 干扰源与被干扰系统不属于同一运营商时204.2 室内分布系统中干扰解决方案214.2.1 干扰源与被干扰系统属于同一个运营商224.2.2 干扰源与被干扰系统不属于同一运营商24第5章 空间隔离估算275.1 水平隔离285.2 垂直隔离305.3 倾斜架设时的隔离3029第5章 空间隔离估算第1章 干扰的基本原理1.1 干扰的定义干扰

3、的产生是多种多样的，某些专用无线电系统占用没有明确划分的频率资源、不同运营商网络配置不当、收发滤波器的性能、小区重叠、环境、电磁兼容（EMC）以及有意干扰，都是移动通信网络射频干扰产生的原因。系统间干扰类型主要有：加性噪声干扰、邻道干扰、交调干扰、阻塞干扰。不同系统之间的互干扰原理，与干扰和被干扰两个系统之间的特点以及射频指标紧紧相关。但从最基本来看，不同频率系统间的共存干扰，是由于发射机和接收机的非完美性造成的。发射机在发射有用信号时会产生带外辐射，带外辐射包括由于调制引起的邻频辐射和带外杂散辐射。接收机在接收有用信号的同时，落入信道内的干扰信号可能会引起接收机灵敏度的损失，落入接收带宽内的

4、干扰信号可能会引起带内阻塞；同时接收机也存在非线性，带外信号（发射机有用信号）会引起接收机的带外阻塞。图 1.11是一个典型的干扰链路原理框图：图 1.11 干扰链路原理框图从图 1.11可知，干扰源的发射信号（阻塞信号、加性噪声信号）从天线口被放大发射出来后，经过了空间损耗L，最后进入被干扰接收机。如果空间隔离不够的话，进入被干扰接收机的干扰信号强度够大，将会使接收机信噪比恶化或者饱和失真。因此干扰分析的原理就是首先计算接收机能容忍的干扰信号强度门限，然后和发射机发射的干扰信号强度（已知）比较，得到最低的空间隔离度要求，最后换算为空间距离。图 1.12是一个典型的收发信机的原理框图：图 1.

5、12 收发信机的原理框图共存系统的干扰可以用广义的邻道干扰比ACIR来衡量： 公式1其中邻道泄漏比ACLR是指邻道（或者带外）发射信号落入到被干扰接收机通带内的能力，定义为发射功率与相邻信道（或者被干扰频带）上的测得功率之比。邻道选择性ACS是指在相邻信道信号存在的情况下，接收机在其指定信道频率上接收有用信号的能力，定义为接收机滤波器在指定信道频率上的衰减与在相邻信道频率上的衰减的比值。由此可见，提高邻频共存系统的系统性能，抑制共存干扰，需要从改善射频发射机的发射性能和射频接收机的接收性能两个方面考虑，降低干扰系统的邻道泄漏功率和提高接收机对邻道干扰的抑制能力。在具有一定隔离带宽的条件下，可以

6、利用两个系统之间的ACIR值，计算被干扰系统收到来自干扰系统发送功率的杂散干扰和邻道泄漏干扰功率值，将该干扰功率值与被干扰系统本身的自干扰相叠加，研究被干扰系统的容量、覆盖等等方面的损失，同时研究消除干扰所需要的隔离度值。1.2 干扰的分类1.2.1 加性噪声干扰干扰源在被干扰接收机工作频段产生的噪声，包括干扰源的杂散、噪底、发射互调产物等，使被干扰接收机的信噪比恶化，称为干扰源对被干扰接收机的加性噪声干扰。图 1.21 加性噪声干扰示意图按照业界惯例，以灵敏度恶化1dB为干扰判断准则（有些厂家采用灵敏度恶化0.1dB的准则过于苛刻，不推荐）。通过公式1和2可以计算允许到达接收机的加性噪声干扰

7、信号强度： 公式1可知： 公式2其中S为灵敏度恶化值（这里取1dB），Ir为允许到达接收机的加性噪声干扰信号强度，N为接收机底噪。1.2.2 交调干扰接收机的交调杂散响应衰减用于衡量在有两个干扰连续波（CW）存在的情况下、接收机接收其指定信道输入调制RF信号的能力。这些干扰信号的频率与有用输入信号的频率不同，可能是接收机非线性元件产生的两个干扰信号的n阶混频信号，最终在有用信号的频带内产生第三个信号。接收机的二阶和三阶截止点是表示特定射频电路或系统的两个非常重要的线性指标。通过这两个指标能够预测接收机的交调（IM）特性，而交调特性描述了射频装置对相邻信道或邻近信道的抗干扰性。对于传统的超外差二

8、次变频接收机，仅存在三阶交调干扰；对于采用直接下变频方案的接收机，二阶和三阶交调干扰都应考虑。鉴于目前的通信系统基站基本采用的都是超外差接收机，因此这里只介绍三阶交调情况下对传统接收机的干扰情况。在与移动基站所推荐的最低性能标准有关的无线规范中，接收机的交调（IM）特性在技术上被纳入两个主题：接收机的交调杂散响应衰减和接收机对杂散响应干扰采取的保护。接收机的交调杂散响应衰减是在有两个干扰连续波（CW）存在的情况下接收机接收其指定信道输入调制RF信号的能力。这些干扰信号的频率与有用输入信号的频率不同，可能是接收机非线性元件产生的两个干扰信号的n阶混频信号，最终在有用信号的频带内产生第三个信号。三

9、阶交调产生的干扰。作为接收机前端三阶混频的结果，频率为f1和f2的两个信道外的连续波引入一个三阶交调成分，频率等于（2f1 + f2），它将落入开启信道的有用信号频带内（图 1.22）。这一带内三阶交调（IM3）产物降低了输入到接收机解调器的载干比(C/I)。按照斜率为3:1的直线（如图 1.22b），输入IM3产物的电平（IIM3，dBm）可以用下面的等式计算，其中包括接收机的总输入IP3（IIP3，dBm）和两个信道外CW信号的输入功率（PI，dBm）。 （dBm）图 1.22 由两个信道外CW信号产生的IM3产物对带内信号造成干扰(a)。三阶截止点(IP)的定义(b)。在图 1.12所示

10、接收机的结构中，信道外CW干扰带来的IM3产物产生于低噪声放大器(LNA)，第一级混频器，IF放大器，第二级混频器以及IF限幅放大器中。所有的IM3产物在解调器的输入端累加，相当于在接收机的输入端出现了一个等效的带内IM3产物(IIM3)。使IF放大器、第二级混频器和IF限幅放大器的3阶IM分量达到最小可以减小这个成为带内干扰的IM3产物，而这一目标可以通过在第一级混频器后面的IF滤波器(IF滤波器#1)中提高对那些信道外干扰的IF选择性(S)实现。注意，滤波器的选择性(S)代表IF滤波器1在阻带内对信道外干扰的衰减，它相对于滤波器通带插入损耗(IL)。所以，IF滤波器阻带内对信道外CW信号的

11、总抑制(R，dB)可以定义为R = -(IL + S)。IF滤波器的选择性降低了后续接受电路对三阶失真和动态范围的要求，因此，为降低等效的带内IIM3可以对接收机总的IIP3进行优化，以满足接收机解调信噪比的要求。1.2.3 阻塞干扰阻塞干扰是指当强的干扰信号与有用信号同时加入接收机时，强干扰会使接收机链路的非线性器件饱和，产生非线性失真。只有有用信号，在信号过强时，也会产生振幅压缩现象，严重时会阻塞。产生阻塞的主要原因是器件的非线性，特别是引起互调、交调的多阶产物，同时接收机的动态范围受限也会引起阻塞干扰。图 1.23 阻塞干扰示意图分析阻塞干扰对系统工作的影响可以从系统协议出发，协议对接收

12、机的抗阻塞特点都有明确的规定。不同系统间主要是带外阻塞干扰，因此分析的同时需要关注该系统基站的前端滤波器特性。1.2.4 邻道干扰在接收机第一邻频存在的强干扰信号，由于滤波器残余、倒易混频和通道非线性等原因，引起的接收机性能恶化，称为邻道干扰。通常用ACS指标来衡量接收机抗邻道干扰的能力。图 1.24 邻道干扰示意图邻道干扰究其本质，依然是带外强信号引起有用信号带内的噪底抬升，可以看作是一种特殊的加性噪声干扰，引起邻道干扰的具体原因如下：1由于模拟通道的非线性产生的噪声。当有用信号和邻道干扰信号经过模拟通道时，由于通道的非线性而产生的交调产物。可以通过降低邻道干扰信号强度和提高通道的线性度来降

13、低该部分噪声功率。2邻道信号经过滤波器之后的残余噪声功率（见图 1.24）。经过滤波器之后，因为滤波器的波形非理想矩形，所以邻道信号在有用信号带内会有一部分残余功率。要降低这部分噪声，需要提高数字滤波器的矩形系数。3混频器的倒易混频。邻道信号进入混频器后，与本振的噪声混频所产生的干扰信号，有可能落在有用信号带内，也有可能落在中频内，都会提高噪声功率引起信噪比的恶化。倒易混频是利用混频器的正常混频作用完成的，而不是其他非线性的产物，倒易混频的影响也可以看成是因干扰而增大了混频器的噪声系数，干扰越强，本振噪声越大，倒易混频的影响就越大。因此在高性能接收机中，必须考虑倒易混频，抑制措施除了降低邻道干

14、扰信号的强度外，主要是提高本振的频谱纯度。4在ADC或数字处理部分产生的噪声。由于ADC的非线性和采样时的量化噪声引起，可以通过提高ADC的SNR来降低该部分噪声功率。5由于ADC实际上也是一个混频器，所以也会产生本振倒易混频噪声。噪声的产生机理和模拟通道混频器一样，要降低这部分噪声必须降低邻道干扰信号强度和提高数字本振的频谱纯度。第2章 互干扰理论分析方法在干扰计算之前，要对干扰源进行定位和干扰类型判断，然后根据系统特点进行干扰确定性计算，确定规避干扰所需要的空间隔离度，再与系统间隔离度进行比较可以初步掌握系统受干扰的程度。2.1 加性噪声干扰理论分析方法干扰源在被干扰接收机工作频段产生的噪

15、声，包括干扰源的杂散、噪底、发射互调产物等，使被干扰接收机的信噪比恶化，称为干扰源对被干扰接收机的加性噪声干扰。根据公式3接收机灵敏度方程:Sensitivity(dBm)=N(dBm)+SNR(dB) 公式3其中，Sensitivity为接收机灵敏度，N为接收机底噪，SNR为解调信噪比。按照业界惯例，以灵敏度恶化1dB为干扰判断准则。通过公式1和2可以计算允许到达接收机的加性噪声干扰信号强度：可知： = N-5.87其中S为灵敏度恶化值（这里取1dB），Ir为允许到达接收机的加性噪声干扰信号强度，N为接收机底噪。此时我们可以计算规避干扰所需要的空间隔离度为： 其中D为规避干扰需要的空间隔离度

16、，S为干扰源发射机杂散，Ir为允许到达接收机的加性噪声干扰信号强度。举例：WCDMA基站灵敏度-121dBm，接收机解调信噪比假设为-18dB，3GPP协议对TD-SCDMA基站发射机带外杂散辐射的指标规定如下：-80dBm/3.84MHz(19201980MHz)则以WCDMA基站灵敏度恶化1dB为干扰判断准则，因此理论计算规避TD基站对WCDMA基站加性噪声干扰需要的隔离度为：WCDMA基站接收机灵敏度WCDMA基站接收机噪底WCDMA基站灵敏度下降1dB所需要的外加噪声消除加性噪声干扰所需要的隔离度-121dBm-103dBm/3.84MHz-108.87dBm/3.84MHz-80-(

17、-108.87)=28.87dB2.2 阻塞干扰理论分析方法规避阻塞干扰的隔离度计算通常是以系统协议为准，将协议规定的阻塞干扰信号大小与干扰源天线口最大发射功率相减，即得到规避阻塞干扰所需要的隔离度。需要注意的是，系统协议对阻塞指标的规定都是基于最低要求，大部分的厂家做产品时都会考虑优于协议性能，对于阻塞干扰来说也是这样，产品的抗阻塞指标往往好于协议指标很多，尤其对于带外阻塞，抗干扰能力主要取决于基站前端的双工器。协议没有考虑TD-SCDMA与WCDMA基站共存的阻塞干扰要求。Center Frequency of Interfering SignalInterfering Signal Le

18、velWanted Signal LevelMinimum Offset of Interfering SignalType of Interfering Signal1920 1980 MHz-40 dBm-115 dBm 10 MHzWCDMA signal with one code1900 1920 MHz1980 2000 MHz-40 dBm-115 dBm 10 MHzWCDMA signal with one code2000 - 12750 MHz-15 dBm-115 dBm CW carrierCenter Frequency of Interfering SignalI

19、nterfering Signal LevelWanted Signal LevelMinimum Offset of Interfering SignalType of Interfering Signal1920 1980 MHz-40 dBm-115 dBm 10 MHzWCDMA signal with one code1900 1920 MHz1980 2000 MHz-40 dBm-115 dBm 10 MHzWCDMA signal with one code2000 - 12750 MHz-15 dBm-115 dBm CW carrier根据TD-SCDMA基站最大发射功率4

20、1dBm，考虑两系统天线间至少应有20dB的传播损耗，则规避对WCDMA基站阻塞干扰所需41-20-（-40）=61dB。2.3 交调干扰理论分析方法规避交调干扰的隔离度计算通常是以系统协议为准，将协议规定的交调干扰源信号大小与干扰源天线口最大发射功率相减，即得到规避干扰所需要的隔离度。下图是交调干扰发生的示意图：图 2.31 交调干扰发生示意图需要注意的是，系统协议对交调指标的规定都是基于最低要求，大部分的厂家做产品时都会考虑优于协议性能，对于交调干扰来说也是这样，产品的抗交调指标往往好于协议指标，抗交调干扰能力主要取决于基站接收机链路的线性指标。举例：3GPP协议对WCDMA基站带外交调干

21、扰信号的要求为：Interfering Signal LevelOffsetType of Signal- 48 dBm10 MHzCW signal- 48 dBm20 MHzWCDMA signal with one code-115 dBmWanted signal假设干扰源基站最大发射功率为A，按照协议，规避交调干扰需要的空间隔离度为（A-（-48）dB。2.4 邻道干扰理论分析方法规避邻道干扰的隔离度计算通常是以系统协议为准，将协议规定的邻道干扰信号大小与干扰源天线口最大发射功率相减，即得到规避干扰所需要的隔离度。比如3GPP协议规定的WCDMA接收机抗邻道干扰指标为：Paramet

22、erLevelUnitWanted signal-115dBmInterfering signal-52dBm假设干扰源最大发射功率为A dBm，则规避邻道干扰所需要的隔离度：D =（A-（-52）dB。第3章 互干扰计算举例3.1 概述目前各系统正在使用的频段情况：TD-SCDMA使用20102025MHz；DCS1800系统使用18051850MHz。下面以TD-SCDMA和DCS1800系统为例，从理论上分析一下两者之间的互干扰和隔离度问题。图 3.11 DCS1800与TD-SCDMA系统频谱分布示意图从图 3.11上看，TD-SCDMA有一段频段与DCS1800系统的频段的隔离。因此

23、TD-SCDMA与DCS1800互干扰主要考虑DCS1800下行对TD-SCDMA上行的干扰和TD-SCDMA下行对DCS1800上行的干扰。相比较其它类型的干扰而言，DCS1800基站对TD-SCDMA基站上行的干扰最为严重。解决了基站之间的干扰，其它类型的干扰就可忽略不计。3.2 TD与GSM(900/1800)互干扰的理论计算根据3GPP协议，TD-SCDMA基站带外杂散指标 ：-98dBm/100kHz。以GSM1800基站灵敏度恶化1dB为干扰判断准则，因此理论计算规避TD-SCDMA基站对GSM1800基站加性噪声干扰需要的隔离度为： Ir = N 5.87 = -112 5.87

24、 = -117.87dBmD = S Ir = -98 (-117.87) = 24.64dB3.2.1 TD-SCDMA基站对GSM1800基站的阻塞干扰规避阻塞干扰的隔离度计算通常是以系统协议为准，将协议规定的抗阻塞干扰信号大小与干扰源天线口最大发射功率相减，即得到规避阻塞干扰所需要的隔离度。 GSM R99协议对GSM基站抗阻塞性能的规定：GSM1800抗带外阻塞干扰信号电平门限值是0dBm。TD-SCDMA基站最大发射功率42dBm。规避阻塞干扰所需要的隔离度：GSM1800：42-0=42dB。 3.2.2 GSM1800基站对TD-SCDMA基站的加性噪声干扰 根据3GPP协议规定

25、，TD-SCDMA基站接收机灵敏度为-110dBm，TD-SCDMA基站接收机噪底为-108dBm/1.28MHz。设Ir为允许到达TD-SCDMA接收机的加性噪声干扰信号强度，则Ir = N 5.87 = -108 5.87 = -113.87dBm/1.28MHz。GSM系统带外杂散指标：-30dBm/3MHz（旧版本）；-96dBm/100KHz（新版本）。现网中大部分GSM基站都符合R99协议的新指标规定，规避加性噪声干扰所需要的隔离距离很小。但是测试中也发现有少部分的老版本GSM基站存在，带外指标非常恶劣，将会严重影响TD-SCDMA基站正常工作，对此类基站需要通过加滤波器或者更换设

26、备来解决干扰问题。对于符合R99协议的GSM基站，规避对TD-SCDMA基站加性噪声干扰需要的隔离度为：D = S Ir = -96 + 10 * lg(1.28MHz/100KHz) (-113.87) = 29dB。3.2.3 GSM1800基站对TD-SCDMA基站的阻塞干扰3GPP协议对TD-SCDMA基站抗阻塞性能的规定：抗GSM1800阻塞信号电平值是16dBm。根据GSM(900/1800)基站最大发射功率80W（49dBm），可得规避对TD-SCDMA基站阻塞干扰所需要的隔离度为49-16=33dB。 3.2.4 TD与GSM(900/1800)干扰结论干扰对象干扰类型隔离度(

27、dB)最终隔离度(dB)隔离距离(m)备注TD-SCMDA基站对GSM1800基站 杂散干扰24.6421.5水平隔离时距离要求（理想条件下天线无正对增益时） 阻塞干扰42GSM1800基站对TD-SCDMA基站杂散干扰2911共存水平隔离时距离要求 （考虑最恶劣情况天线有正对增益17dBi时）阻塞干扰330.35垂直距离以上是不考虑空间损耗的，通常天线间有20dB的空间隔离。3.3 TD与PHS互干扰的理论计算 干扰对象 干扰类型 隔离度(dB) 最终隔离度(dB) 隔离距离(m) 备注 TD-SCMDA基站对PHS基站杂散干扰2065125.5水平隔离时距离要求 （理想条件下两系统天线无正

28、对增益时）PHS基站对TD-SCDMA基站 杂散干扰653.15垂直隔离阻塞干扰51第4章 互干扰解决措施掌握了干扰情况，就得确定解决方案，并最终解决系统间的互干扰问题。进入解决方案阶段，应考虑根据前面掌握的干扰情况，结合运营商要求进行方案选择。4.1 外场干扰解决措施外场干扰解决应按以下流程进行：图 4.11 外场干扰解决流程外场的干扰是一个非常复杂和重要的工作，每一阶段都必须输入具体准确的数据输出相关的阶段性报告，经过多方协调认证后方可进入下一个阶段。干扰源系统和被干扰系统是否同属于一个运营商，对于干扰解决措施的选择来说有非常重大的意义，其间涉及到运营商间协调，工程难度和建设成本等多个问题

29、。以下分类描述。4.1.1 干扰源与被干扰系统属于同一运营商干扰源与被干扰系统属于同一运营商时，协调工作和解决方案实施都有极大的便利，在外场可以采用共站址方式降低建站成本和工程难度。一般情况下干扰源系统网络已经存在，而且建设比较成熟，对于后续的系统网络建设来说，原有的网络是非常重要的资源。因此，在进行新系统建网过程中，首先，需要充分利用现有网络资源，使得新系统网络建设能够更经济、更快速；其次，需要对新老系统共享网络资源所引入的问题进行分析和研究，在保证各自网络稳定运行的前提下进行资源共享。系统间共站址方式建设可减少新建站址数量，充分利用机房、铁塔、天面等资源，从而节约建站成本，并提高新系统网络

30、建设效率。同时，应针对各预规划站点的干扰，在附近选取多个备用站址，尽可能利用空间隔离来消除与原有系统的互干扰，在新系统的覆盖保证和原有系统互干扰消除成本这对矛盾之间取得兼顾。确定共站址方式后，可以采用比如共天馈的干扰解决方案；如果无法共站址，则需要对干扰源和被干扰系统做专门的技术处理（比如加装滤波器），以下详述：4.1.1.1 共站址方式下共天馈方案将干扰源系统与被干扰系统共天馈系统（见图 4.12），可以利用合路器达到系统间隔离的目的，而只用一套天馈系统又降低了工程建设难度和成本。图 4.12 共天馈方案示意共天馈系统的方案要求两系统（或者多系统）对天线要求一致，比如增益、极化方式和下倾角度

31、等，同时必须都是宏蜂窝或者微蜂窝组网，否则采用该方案将大大影响原系统覆盖，得不偿失。目前在外场共天馈方式使用比较少，因为各系统的网络规划对天线的要求均有所不同，只有在室内分布系统多采用此方式。4.1.1.2 共站址方式下共馈线方案共馈线方案将是3G网络建设采用较多的方式，发射信号时将共站的两系统信号通过合路器合成到一根馈缆后传输，到达天线之前再通过分路器（合路器反接）将不同系统的信号分开，从各自的天线系统辐射，接收状态下则反之（见图 4.13）。图 4.13 共馈线方式示意图采用多个系统共用馈线系统，减少了馈线的数量，降低了新系统施工难度，降低了新系统的建站成本。两个合路器叠加相当于获得了更高

32、的隔离度，大大降低互干扰水平，比如GSM和WCDMA系统采用此种共站方式，其天线系统只要有物理间距即可共存。同时共馈线方案也存在一些问题：（1）新系统安装需影响原有系统，必须将新系统与旧系统利用合路器连接在一起。（2）加入多个合路器，增大了原有系统的天馈部分的损耗，对原系统的覆盖有一定的影响。4.1.1.3 加装滤波器方案加装滤波器方案适用于外场的任何情况，尤其是当干扰源系统和被干扰系统无法共站时，只能考虑对基站进行单独处理。滤波器加装位置不同有着不同的作用：干扰源加装带通滤波器可以降低干扰源基站的带外辐射和互调产物，被干扰基站加装带通滤波器可以降低进入接收机的阻塞干扰信号水平（见图 4.14

33、），在互干扰严重的情况下，需要对干扰源和被干扰基站双管齐下，才能解决干扰问题。图 4.14 加装滤波器方案示意系统共站或者共存时都可以采取该方案，工程难度低，较易操作。可以根据干扰的情况（杂散干扰为主或者阻塞干扰为主）来选择加装滤波器的位置。该方案需要注意的地方在于：（1）滤波器有一定的插损，将会影响原有系统的覆盖。（2）滤波器的成本是需要考虑的重点，对于频率间隔较大的系统，滤波器的隔离度比较容易做，成本也较低；而对于频率间隔小的系统，比如PHS和TD-CDMA，滤波器的隔离度与成本紧密联系，过高的滤波器成本将使方案毫无意义，此时对滤波器的成本以及改造基站的比例进行综合分析，得到最合适的，运营

34、商可以接受的方案。4.1.1.4 调整天线的工程隔离方案依靠调整天线位置增大系统间的隔离度。比如增大两系统间的垂直隔离距离，可以有效的增加空间隔离度。另外，如果干扰源处于被干扰系统下方一定高度时，比如PHS和TD-CDMA系统，可以考虑将干扰源天线更换为上副瓣抑制较大的天线来获取更高的空间隔离度。在共馈线和加装滤波器方案均不可行时可以考虑采用该方案。由于调整天线将影响系统的覆盖，造成网络性能恶化。特别是规避干扰需要的隔离距离较大时，对原系统的覆盖会造成很大的影响。因此我们建议：遇到此问题时尽可能通过其他如加装滤波器的方案解决干扰问题，工程隔离方案对系统网络性能都有较大影响，不推荐使用。4.1.

35、1.5 屏蔽铁丝网方法加了铁丝网的天线可以增加天线的前后比，通过这种方法来规避干扰。图 4.15是在外场应用的加了铁丝网的天线，铁丝网的孔径为0.5cm。图 4.15 加了铁丝网的天线4.1.2 干扰源与被干扰系统不属于同一运营商时干扰源与被干扰系统不属于同一运营商时，应坚持首先考虑协调的原则，因为网络建设中，在保证网络质量的前提下，工程难度和成本是最重要的，运营商间充分的沟通协调如果可以达成协议的话允许系统共站或者干扰源进行改造的话，将会是双赢的局面。如果运营商间协调不一致，只能单方面对被干扰基站进行调整。建议采取如下方案。4.1.2.1 被干扰基站加装滤波器方案原理同4.1.1.3节，单方

36、面给被干扰基站加滤波器只能解决阻塞干扰问题，如果系统间存在杂散和交调干扰，则需要采取其他方式规避干扰。4.1.2.2 调整天线的工程隔离方案原理同4.1.1.4节，调整天线位置可以获得更多的空间隔离度，尤其是利用垂直隔离，但是会以牺牲系统的覆盖性能为代价。调整天线结合加装滤波器方案可以解决一般的系统干扰问题，但是如果干扰源干扰严重时，建议搬站，采用其他备选站点。4.1.2.3 屏蔽铁丝网方法原理同4.1.1.5节。4.2 室内分布系统中干扰解决方案室内分布系统中的干扰解决应按以下流程进行：图 4.21 室内分布系统中互干扰解决流程室内分布系统中的干扰解决是一个非常复杂和重要的工作，每一阶段都必

37、须输入具体准确的数据输出相关的阶段性报告，经过多方协调认证后方可进入下一个阶段。干扰源系统和被干扰系统是否同属于一个运营商，对于室内分布系统中干扰解决措施的选择来说有非常重大的意义，其间涉及到运营商间协调、工程难度和建设成本等多个问题。以下分类描述。4.2.1 干扰源与被干扰系统属于同一个运营商与外场情况一样，干扰源与被干扰系统属于同一运营商时，协调工作和解决方案实施都有极大的便利，可以采用共室内分布的方式降低建站成本和工程难度。一般情况下干扰源系统的室内覆盖网络已经存在，而且建设比较成熟，对于后续的系统网络建设来说，原有的网络是非常重要的资源。因此，在进行新系统建网过程中，首先，如果原有覆盖

38、系统的工作频段包括了新系统的工作频段，则可以充分利用原有网络资源，使得新系统网络建设能够更经济、更快速；其次，需要对新老系统共享网络资源所引入的问题进行分析和研究，在保证各自网络稳定运行的前提下进行资源共享。如果原有覆盖系统不能满足新系统的工作频段要求，则需要考虑更换其中的窄带设备，或者单独为新系统建设室内分布系统。系统间共室内分布方式可减少新建室内分布系统的数量，充分利用原有资源，从而节约成本，并提高新系统网络建设效率。室内分布系统中的干扰解决措施大概有如下方式：4.2.1.1 干扰源与被干扰系统直接合路的方式被干扰基站和干扰源基站共室内分布时，为降低网络建设成本，通常采用共天馈的方式，如此

39、，实际上两系统信号是通过特定的合路器器件来进行合并信号和实现干扰隔离，见图 4.22所示：图 4.22 两系统基站共室内分布系统示意合路器中包含两个滤波器：1与干扰源基站相联的滤波器，用于降低发射机的带外杂散干扰，同时也滤除对干扰源基站接收机来说是干扰的带外信号，这些干扰信号频点集中在被干扰系统的下行频段。2与被干扰基站相联的滤波器，用于滤除对被干扰基站接收机来说是带外的阻塞干扰信号，这些干扰信号频点集中在干扰源系统的下行频段，同时用于降低发射机的带外杂散干扰。4.2.1.2 干扰源与被干扰系统加滤波器直接合路的方式被干扰基站和干扰源基站共室内分布时，为降低网络建设成本，通常采用共天馈的方式。

40、如果两系统的频段有交错时，可以用较复杂结构的合路器合路，也可以考虑各自的基站单独加滤波器，由功合器实现合路。见图 4.23所示：图 4.23 两系统基站共室内分布系统示意此方式保证了两系统共用一套室内分布系统，工程上较收发分缆方式（见3.2.1.3节）简单，成本有所降低，但是覆盖性能上也会有一定程度的降低：1)功分器给上下行都带来了3.3dB的插损，对于上行来说系统噪声系数抬高。2)被干扰基站规避阻塞干扰就必须加高抑制的带通滤波器，滤波器有插损，提高了上行的噪声系数。3）在基站内部加装滤波器，操作和以后的维护有一定难度，尤其是改造原有的系统设备。4.2.1.3 干扰源与被干扰系统以收发分缆方式

41、合路当干扰源系统工作频段与被干扰系统工作频段交错时（见图 4.24），或者在频率情况复杂的多系统合路时，我们建议不要采用传统的合路方式，而利用收发分缆的方式实现共室内分布，见图 4.25：图 4.24 系统工作频段交错示意图图 4.25 收发分缆方式示意收发分缆的原理就是将收发设备分开传输，这样接收缆和发射缆之间的空间损耗以及收发天线之间的空间隔离，都对系统间规避干扰的隔离度做出了贡献，大大减轻了合路器的隔离度压力，以避免了多系统工作频段交错时合路器难以实现的问题。收发分缆的方式已经大量运用于多系统室内覆盖的场合。在目前的地铁、隧道、热点场馆（比如大型运动会、展览会）等多系统室内外覆盖中，由于

42、需要引入的通信系统非常多（GSM，CDMA，DCS，PHS，WCDMA，TETRA，DTV和消防系统等），各系统工作频段交错，且异频干扰非常严重，用普通的合路方式难以解决干扰问题，采用此方式可以分开收发设备，合理的利用空间损耗和天线口发射功率小的特点，达到规避复杂干扰的最好效果，这也是以后室内覆盖发展的趋势。对于规避复杂系统的干扰来说收发分缆是非常合适的方式，缺点是多使用一个天馈系统，增加了一定的成本和工程建设难度。4.2.2 干扰源与被干扰系统不属于同一运营商干扰源与被干扰系统不属于同一运营商时，应坚持首先考虑协调的原则，因为网络建设中，在保证网络质量的前提下，工程难度和成本是最重要的，运营

43、商间充分的沟通协调如果可以达成协议的话允许系统共室内分布或者对干扰源进行改造的话，将会是双赢的局面。如果运营商间协调不一致，只能单方面对被干扰基站进行调整。建议采取如下方案。4.2.2.1 被干扰基站加装滤波器方案原理同4.1.1.3节，单方面给被干扰基站加滤波器只能解决阻塞干扰问题，如果系统间存在杂散和交调干扰，则需要采取其他方式规避干扰。4.2.2.2 干扰源与被干扰系统分天馈方案干扰源与被干扰系统直接合路的方案适用于同时运营这两个系统的运营商，当两系统不属于同一运营商时，只能在室内分布建设中考虑单独建设各自天馈系统。分天馈系统时，除了被干扰系统加装带通滤波器规避阻塞干扰，其他干扰形式就必

44、须依靠天线间的空间距离来增加系统间隔离度，实际场景中主要是水平隔离。通过前面理论分析和测试确定的系统间隔离度要求，加上两系统室内天线的增益，可以计算出规避干扰对空间隔离的要求。目前国家无线电管理政策对室内分布系统天线口的发射功率有具体的要求（一般EIRP20dBm），因此实际上两系统收发设备间的干扰分析应该以此为基础（不应以满功率发射时的干扰分析为准）。空间隔离结合加装滤波器方式可以基本解决一般的互干扰问题，但是变更覆盖天线的位置必然会影响规划的覆盖效果，因此我们建议尽量通过运营商间的协调对干扰源和被干扰系统双管齐下进行处理，解决干扰问题。第5章 空间隔离估算空间隔离估算是干扰判断的重要阶段，

45、通过系统间天线的距离、主瓣指向等计算得到理论的空间隔离度，才能为下面的干扰确定性计算做准备，从理论上确定系统受干扰的程度。在移动通信中，空间隔离度即天线间的耦合损耗，是指一发射机发射信号功率，与该信号到达另一可能产生互调产物的发射机输出端（或者接收机输入级）的功率比值，以dB表示。收发天线间足够的隔离度，可以保证接收机的灵敏度。因为位于同一基站或附近基站等的发射机产生的带外信号或者带内强信号，将使接收机噪底抬升或者阻塞。减小干扰的办法，主要是两基站天线应有足够的空间距离，滤除带内干扰和带外信道噪声。国内外在各自实验和计算基础上有不同看法，是得出不同运营商的基站间隔离度的重要参考。同时，应注意每

46、一研究或试验的确定条件，不同的天线类型及其增益，不同的空间位置都将需要不同的隔离度或不同的隔离距离。应用时必须考虑其中的区别。如给出的是不直接适用于蜂窝移动天线的其它天线公式或图表曲线（如点源天线、半波天线等），应转换成符合实际的天线。具有高通用性和公认的特定情况下的蜂窝移动天线隔离度计算公式，是分析不同运营商基站间隔离度状况，解决隔离度计算分歧，达到统一认识的判定标准。水平方向上空间隔离度：垂直方向上空间隔离度：式中，d为两天线的水平距离或垂直距离（米），GT、GR分别为水平方向上发射天线到接收天线直线传播路径上的收发天线的增益（dB），为波长（米），（c为光速，fc为载波频率）。因为垂直方

47、向上天线不可能正对且俯仰的角度比较小，所以垂直方向空间隔离度的计算公式没有将天线增益计算在内。可见空间隔离度与天线距离、收发天线增益和载波频率有直接的关系。各国研究多从收发天线共址考虑，共同的结论是空间隔离的水平距离应明显远于垂直距离。并且认为，通常无线系统间一般应有5060dB的隔离度，才能确保系统间无干扰。40dB的隔离度是最小的指标，并有较严格的应用前提。5.1 水平隔离图 5.11 水平隔离示意图水平隔离度计算公式：DH（dB） = 22 +20 log (S /) （Gt Gr）其中：S 天线水平间距（米）。 中心频率对应的波长（米）。Gt 在收发天线直线连线上发射天线增益（dBi）

48、。Gr 在收发天线直线连线上接收天线增益（dBi）。通常情况下，水平方向上基站天线不可能正对，一般会按一定角度排列。下面列出几个典型的定向天线非正对情况下的空间隔离度数据：1以1950MHz频段为例，假设WCDMA收发天线均为17dB增益，半功率波宽为65的定向天线，同向（如图 5.12）；图 5.12 天线主瓣同向水平隔离示意根据此类天线的方向图（如图 5.13），可以估算出折算到两天线正对方向（偏转90）上的增益Gt和Gr为：图 5.13 17dB增益，半功率波宽为65的定向天线方向图水平隔离度：22 +20 log (S /) （Gt Gr）=22 +20 log (S /) -2*0.

49、52以1950MHz频段为例，假设WCDMA收发天线均为17dB增益，半功率波宽为65的定向天线，偏向35；根据图 5.13的方向图，两天线偏向35时（图 5.14），可以估算出折算到两天线正对方向上的增益Gt和Gr为-3dB，考虑到实际工程情况中一般不按负增益计算，因此取0dB。准确计算可以考虑取-3dB。图 5.14 天线主瓣偏向35示意水平隔离度：22 +20 log (S /) （Gt Gr）=22 +20 log (S /) -2*05.2 垂直隔离图 5.21 垂直隔离示意垂直隔离度计算：DV ( dB ) 28 40 log (S /)其中：S 天线垂直间距（米） 中心频率对应的波长（米）5.3 倾斜架设时的隔离图 5.31 倾斜隔离示意倾斜隔离度计算：DS ( dB )（DV - DH）（/ 90）+ DH其中： 天线之间的垂直夹角（度）。 中心频率对应的波长（米）。可以看出：倾斜架设时天线隔离度小于完全垂直隔离度，但大于水平隔离度。通过外场测试验证，倾斜隔离度经典计算公式与实际测试值有一定差距，在应用时需要留10dB以上的余量。因此我们建议在LOS距离内的倾斜隔离度均按水平隔离方法计算。