基于单片机控制的三相逆变电源设计

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1、基于单片机控制的三相逆变电源设计 目 录第一章 绪论1.1课题的背景31.2电源技术的发展概况4第二章 基本原理62.1 IGBT管的基本原理与特性62.1.1 IGBT的工作原理62.1.2 IGBT的特性与参数特点82.1.3 IGBT的保护92.2逆变技术及其原理112.2.1现代逆变技术的分类122.2.2逆变电路的基本工作原理112.2.3电力器件的换流方式122.2.4三相电压型逆变电路142.3 SPWM控制技术及其原理172.3.1 SPWM控制的基本原理172.3.2单极性和双极性SPWM控制方式18第三章 系统硬件设计193.1系统总体介绍183.2系统主电路设计203.2

2、.1输入EMI滤波器的设计203.2.2输入整流滤波电路的设计223.2.3逆变器和输出滤波电路的设计243.2.4 RCD缓冲电路的设计273.3采样电路及A/D转换电路313.4 SPWM波产生芯片SA4828及其应用323.4.1 SA4828工作原理323.4.2 SA4828与单片机的连接353.4.3 SA4828的编程373.5 IGBT驱动电路EXB841413.5.1 IGBT驱动电路的要求413.5.2.集成化IGBT专用驱动器EXB841443.5.3使用EXB841应该注意的一些事项473.6系统保护电路设计473.7辅助电源电路的设计48第四章 系统软件的设计504.

3、1系统控制程序技术504.2软件抗干扰技术52结论54致谢55参考文献56第一章 绪论1.1课题的背景 随着各国工业与科学技术的飞速发展,在将来工业高度自动化的情况下,计算机技术、电力电子技术及自动控制技术将成为三种最重要的技术。 所谓电力电子技术,就是利用半导体功率开关器件、电子技术和控制技术,对电气设备的电功率进行变换和控制的一门技术。这项技术自20世纪50年代以来,经历了半个世纪的发展,现在已经成为理论和科学体系比较完整,而且又相对独立的一门科学技术。特别是80年代以来,由于电力电子技术突飞猛进的发展,及其对工业发展所产生的作用,它被各国专家学者称为人类社会继计算机之后的第二次电子革命,

4、它在世界各国工业文明的发展过程中所起的关键作用,可能仅次于计算机。预计在21世纪,电力电子技术对工业自动化、交通运输、城市供电、节能、环境污染等方面的发展,将会产生更大的推动作用。 正弦波逆变器技术是电力电子技术中的一个最重要的组成部分,它的作用是把从电力网上得到的定压定频交流电能,或从蓄电池、太阳能电池等得到的电能质量较差的原始电能,变换成电能质量较高的、能满足负载对电压和频率要求的交流电能。这种交流电能不仅可用于交流电机的传动,而且还可作为不间断电源、变频电源、有源滤波器、电网无功补偿器等逆变器中的电能。 近年来,随着各行各业的技术水平和操作性能的提高,它们对电源品质的要求也在不断提高。为

5、了高质量和有效地使用电能,许多行业的用电设备都不是直接使用交流电网提供的交流电作为电源,而是通过各种形式对电网交流电进行变换,从而得到各自所需的电能形式。其中,把直流电变成交流电的过程叫做逆变,完成逆变功能的电路称为逆变电路。这种能量的变换对节能、减小环境污染、改善工作条件、节省原材料、降低成本和提高产量等方面均起着非常重要的作用。 随着正弦波脉宽调制SPWM逆变技术的日益成熟,逆变电源被广泛应用到微波通讯、野外活动、高速公路、海岛、军事、医疗、航空航天、风力发电等各个领域。在一些重要的用电部门如机场、医院、银行和一些重要的用电设备中如计算机、通信设备对逆变电源质量的要求也越来越高:不仅要求不

6、停电,还要要求输出电压波形准确完好,如不间断电源 UPSUninterruptible Power Supply 广泛应用于计算机、程控交换机、数据处理系统、医疗诊断仪及精密电子仪器等不能中断供电的场合,而衡量逆变电源质量的首要指标就是输出波形质量的情况。对于逆变电源,其负载可能具有不同的性质,当某一负载投入运行时,特别是非线性负载,很可能引起逆变器的输出电压波形周期性畸变,谐波增加;同时,由于变压器本身存在非线性的问题,使得实际加载在负载上的波形也会发生畸变,因此,上述情况会让负载端的电压波形发生更为严重的畸变,而这样的波形对各种电气设备都有不同程度的影响和危害,从而影响整个电路正常、安全可

7、靠地工作,对供电系统的影响也会日益严重,这样,也就逐渐显示出了对逆变电源输出波形控制的重要性。 因此,为了使逆变电源具有高质量的输出波形,研究设计逆变电源的各种先进的波形控制技术已成为近年来国内外学者研究的热点。1.2电源技术的发展概况 电力电子技术就是利用半导体功率开关器件、电力电子技术和控制技术,对电气设备的电功率进行变换和控制的一门技术。上个世纪80年代以来,由于半导体器件,电子技术等的不断推陈出新,电力电子技术有了突飞猛进的发展,其对工业发展所产生的巨大作用,被各国的专家学者称为人类社会继计算机之后的第二次的电子革命,它在世界各国工业文明的发展中所起的关键作用可能仅次于计算机。 电源是

8、电力电子技术的主要应用领域之一,随着新的电子元器件、新电磁材料、新变换技术、新的控制技术的出现与应用,逆变电源技术得到越来越广泛的应用。电源技术的发展,大体经历了几个阶段:由磁放大式到硅二极管整流式,再到可控硅(晶闸管)整流式,直到发展到逆变式开关式。采用逆变技术,可使所设计的电源具有许多方面的优越性: 1.可灵活地调节输出电压或电流的幅度和频率通过控制回路,我们可以控制逆变电路的工作频率和输出时间的比例,从而使输出电压或电流的频率和幅值按照人们的意愿或设备工作的要求来灵活地变化。 2.可将蓄电池中的直流电转换成交流电或其他形式的直流电,这样就不会因为交流电网停电或剧烈变化而影响工作。 3.可

9、明显地减小用电设备的体积和重量,节省材料在很多用电设备中,变压器和电抗器在很大程度上决定了其体积和重量,如果我们将变压器绕组中所加电压的频率大幅度提高,则变压器绕组匝数与有效面积之积就会明显减小,变压器的体积和重量明显地减小了。 4.采用逆变技术的电源还具有高效节能的优越性,表现在如下几个方面: 1在许多应用交流电动机的场合,在其负载变化时,传统的方法是调节电动机的通电时间所占比例,这样电动机就会频繁地制动、起动。而电动机的起动、制动消耗的能量往往很大,如使用变频电源来调节电动机做功的量,则可节约很大一部分能量。 2采用逆变技术的电源,其变压器的体积和重量大大减小了,也即减小了铁心横面积和线圈

10、匝数。变压器本身的损耗主要包括原、副边铜耗和铁芯损耗,铁芯横面积和线圈匝数的大幅度减小也就大大降低了铜耗和铁耗。因此,采用逆变技术大大提高变压器的工作频率,使得变压器的损耗变得比工频工作时小得多,从而达到节能的目的。 3传统的、采用工频变压器的整流式电源设备的功率因数一般在0.5-0.8之间,这是因为其电流谐波成分和相移角都比较大。在逆变电源中,如果用功率因数校正技术,能使输入电流的谐波成分变得很小,从而使功率因数约为1,节能的效果非常明显。 5.动态响应快、控制性能好、电气性能好。由于逆变电路的工作频率高,调节周期短,使得电源设备的动态响应或者说动态特性好,表现为:对电网波动的适应能力强、负

11、载效应好、启动冲击电流小、超调量小、恢复时间快、,输出稳定、纹波小。 6.电源故障保护能力快由于逆变器工作频率高、控制速度快,对保护信号反应快,从而增加了系统的可靠性。另外,现代越来越复杂的电子设备对电源提出了各种各样的负载要求,一个特定用途的电源,应当具有特定的负载性能要求和外特性,同时还应当具备安全可靠、高效、高功率因数、低噪音的特点,另外,无电磁干扰、无电网污染、省电节能也是我们应当认真考虑的设计要求。 电源技术发展到今天,它融汇了电子、功率集成、自动控制、材料、传感、计算机、电磁兼容、热工等诸多技术领域的精华,已从多学科交叉的边缘学科成长为独树一帜的功率电子学。第二章 基本原理2.1

12、IGBT管的基本原理与特性 绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor)简称IGBT,因为它的等效结构具有晶体管模式,所以称为绝缘栅双极型晶体管。IGBT于1982年开始研制,1986年投产,是发展很快而且很有前途的一种混合型器件。IGBT综合了MOS和GTR的优点,其导通电阻是同一耐压规格的功率MOS的1/10,开关时间是同容量GTR的1/10。在电机控制、中频电源、各种开关电源以及其他高速低损耗的中小功率领域,IGBT有取代GTR和VDMOS的趋势。2.1.1 IGBT的工作原理 1.IGBT的结构 就IGBT的结构而言,是在N沟道MOSFET的

13、漏极N层上又附加上一层P层的的四层结构。图2-1a为N沟道VDMOSFET与GTR组合的N沟道IGBT(N-IGBT)。IGBT比VDMOSFET多一层注入区,形成了一个大面积的结,使IGBT导通时由注入区向N基区发射少子,从而对漂移区电导率进行调制,使得IGBT具有很强的通流能力。简化等效电路表明,IGBT是GTR与MOSFET组成的达林顿结构,是一个由MOSFET驱动的厚基区晶体管,为晶体管基区内的调制电阻。 2.IGBT的工作原理 N沟道IGBT通过在栅极-发射极间加阈值电压以上的(正)电压,在栅极电极正下方的层上形成反型层(沟道),开始从发射极电极下的层注入电子。 该电子为晶体管的少数

14、载流子,从集电极衬底层开始注入空穴,进行电导率调制(双极工作),所以可以降低集电极-发射极间饱和电压。工作时的等效电路如图2-1b所示,在发射极电极侧形成寄生晶体管。若寄生晶体管工作,又变成晶闸管。电流继续流动,直到输出侧停止供给电流。通过输出信号已不能进行控制。这种状态称为闭锁状态。为了抑制寄生晶体管的工作,IGBT采用尽量缩小晶体管的电流放大系数作为解决闭锁的措施。具体来说,的电流放大系数设计在0.5以下IGBT的闭锁电流IL为额定电流(直流)的3倍以上。IGBT的驱动原理与功率MOSFE基本相同,为场控器件,通断由栅射极电压决定。 导通: 大于开启电压时,MOSFET内形成沟道,为晶体管

15、提供基极电流,IGBT导通。 导通压降:电导调制效应使电阻减小,使通态压降减小。 关断:栅、射极间施加反压或不加信号时,MOSFET内的沟道消失,晶体管的基极电流被切断,IGBT关断。2.1.2 IGBT的特性与参数特点 1.IGBT的伏安特性和转移特性 IGBT的伏安特性如图2-2a所示,它反映在一定的栅极-发射极电压与的关系。越高,越大。值得注意的是,IGBT的反向电压承受能力很差,从曲线中可知,其反向阻断电压只有几十伏,因此限制了它在需要承受高反压场所的使用。 图2-2b是IGBT的转移特性曲线。当开启电压,一般为3-6伏 时,IGBT开通,其输出电流与驱动电压基本呈线性关系。当时,IG

16、BT关断。 2.IGBT的参数特点 1IGBT的开关特性好,开关速度快,其开关时间是同容量GTR的1/10。 IGBT的开通过程是从正向阻断状态转换到正向导通的过程。开通时间定义为从驱动电压 的脉冲前沿上升到最大值的10%所对应的时间起至集电极电流上升到最大值的90%止所对需要的时间.又可分为开通延迟时间和电流上升时间两部分。 定义为从10%到10%所需的时间,定义为从10%上升至90%所需要的时间,如图2-3所示。 图2-3 IGBT的开关特性 IGBT的关断过程是从正向导通状态转换到正向阻断状态的过程。关断时间定义为从驱动电压的脉冲后沿下降到90%处起至集电极电流下降到10%处所经过的时间

17、。 又可分为关断延迟时间和电流下降时间两部分。是从90%至90%所需的时间;是指90%下降至10%所需的时间,由由IGBT中的MOS管决定和由IGBT中的晶体管决定两部分组成。 IGBT的开关时间与集电极电流、栅极电阻以及结温等参数有关。随着集电极电流和栅极电阻的增加,其中对开关时间影响较大。 2IGBT的通态压降低。在大电流段是同一耐压规格的VDMOS的1/10左右。在小电流段的1/2额定电流以下通态压降有负温度系数,因此IGBT在并联使用是具有电流自动调节能力。 3IGBT的集电极电流最大值。在IGBT管中由来控制的大小,当大到一定的程度时,IGBT中寄生的NPN和PNP晶体管处于饱和状态

18、,栅极G失去对集电极电流Ic的控制作用,这叫擎住效应。IGBT发生擎住效应后,大、功耗大,最后使器件损坏。为此,器件出厂时必须规定集电极电流的最大值,以及与此相应的栅极-发射极最大电压。集电极电流值超过时,IGBT产生擎住效应。另外器件在关断时电压上升率太大也会产生擎住效应。 4IGBT的安全工作区比GTR宽,而且还具有耐脉冲电流冲击的能力。IGBT在开通时为正向偏置,其安全工作区称为正偏安全工作区FBSOA,如图2-4a所示,IGBT的导通时间越长,发热越严重,安全工作区越小。IGBT在关断时为反向偏置,其安全工作区称为反偏安全工作区RBSOA,如图2-4b所示,RBSOA与电压上升率有关,

19、越大,RBSOA越小。在使用中一般通过选择适当的UCE和栅极驱动电阻控制,避免IGBT因过高而产生擎住效应。 图2-4IGBT的安全工作区 5IGBT的输入阻抗高,可达109-1011欧姆数量级,呈纯电容性,驱动功率小,这些与VDMOS相似。 6与VDMOS和GTR相比,IGBT的耐压可以做得更高,最大允许电压UCEM可达到4500伏以上。 7IGBT的最高允许结温为。VDMOS的通态压降随结温升高而显著增加,而IGBT的通态压降在室温和最高结温之间变化很小,具有良好的温度特性。2.1.3 IGBT的保护 IGBT与电力MOSFET管一样具有极高的输入阻抗,容易造成静电击穿,故在存放和测试时应

20、采取防静电措施。 IGBT作为一种大功率电力电子器件常用于大电流、高电压的场合,对其采取保护措施,以防器件损坏显得非常重要。 1过电流保护 IGBT应用于电力系统中,对于正常过载(如电机起动、滤波电容的合闸冲击以及负载的突变等)系统能自动调节和控制,不至于损坏IGBT。对于非正常的短路故障要实行过流保护。通常的做法是: 切断栅极驱动信号。只要检测出过流信号,就在2us内迅速撤除栅极信号。 当检测到过流故障信号时,立即将栅压降到某一电平,同时启动定时器,在定时器到达设定值之前,若故障消失,则栅压又恢复到正常工作值;若定时器到达设定值时故障仍未消除,则把栅压降低到零。这种保护方案要求保护电路在内响

21、应。 2过电压保护 利用缓冲电路能对IGBT实行过电压抑制并抑制过量的电压变化率 。但由于IGBT的安全工作区宽,因此,改变栅极电阻的大小,可减弱IGBT对缓冲电路的要求。然而,由于IGBT控制峰值电流能力比VDMOS强,因此在有些应用中可不用缓冲电路。 3过热保护 利用温度传感器检测IGBT的壳温,当超过允许温度时主电路跳闸以实现过热保护。2.2逆变技术及其原理 通常,把交流电变成直流电的过程叫做整流;完成整流功能的电路叫做整流电路。与之相对应,把直流电变成交流电的过程叫做逆变,完成逆变功能的电路则称为逆变电路,而实现逆变过程的装置叫做逆变设备或逆变器。 现代逆变技术就是研究现代逆变电路的理

22、论和应用设计方法的一门科学。这们学科是建立在工业电子技术、半导体器件技术、现代控制技术、现代电力电子技术、半导体变流技术、脉宽调制(PWM)技术、磁性材料等学科基础之上的一门实用技术。2.2.1现代逆变技术的分类 现代逆变技术种类很多,其主要的分类方式如下: 1.按逆变器输出交流的频率,可分为工频逆变(5060Hz)、中频逆变400Hz到十几KHz、高频逆变十几KHz到MHz。 2.按逆变器输出的相数,可分为单相逆变、三相逆变和多相逆变。 3.按输出能量的去向,可分为有源逆变和无源逆变。 4.按逆变主电路的形式,可分为单端式、推挽式、半桥式和全桥式逆变。 5.按逆变主开关器件的类型,可分为晶闸

23、管逆变、晶体管逆变、场效应管逆变、IGBT逆变等等。 6.按输出稳定的参量,可分为电压型逆变和电流型逆变。 7.按输出电压或电流的波形,可分为正弦波输出逆变和非正弦波输出逆变。 8.按控制方式,可分为调频式(PFM)逆变和调脉宽式(PWM)逆变. 9.按逆变开关电路的工作方式,可分为谐振式逆变、定频硬开关式逆变和定频软开关式逆变。2.2.2逆变电路的基本工作原理 图2-5a为单相桥式逆变电路,S1-S4是桥式电路的4个臂,它们由电力电子器件及其辅助电路组成。当开关S1、S4闭合,S2、S3断开时,负载电压为正;当开关S1、S4断开,S2、S3闭合时,为负,其波形如图2-5b所示。 这样,就把直

24、流电变成交流电,改变两组开关的切换频率,即可改变输出交流电的频率。这就是逆变电路的最基本的工作原理。 图2-5逆变电路及其波形举例 当负载为电阻时,负载电流和电压的波形形状相同,相位也相同。当负载为阻感时,相位滞后于,两者波形的形状也不同,图2-5b给出的就是阻感负载时波形。设时刻以前S1、S4导通,和均为正。在时刻断开S1、S4,同时合上S2、S3,则的极性立刻变为负。但是,因为负载中有电感,其电流极性不能立刻改变而仍维持原方向。这时负载电流从直流电源负极流出,经S2、负载和S3流回正极,负载电感中储存的能量向直流电源反馈,负载电流逐渐减小,到时刻降为零,之后才反向并逐渐增大。S2、S3断开

25、,S1、S4闭合时的情况类似。上面是S1-S4均为理想开关时的分析,实际电路的工作过程要复杂一些。2.2.3电力器件的换流方式 图2-6中,S1、S2表示由两个电力半导体器件组成的导电臂,电流从一个臂向另一个臂转移的过程称为换流(或换相)。在换流过程中,有的臂从导通到关断,有的臂从关断到导通。要使某一臂导通,只要给组成该导电臂的器件的控制极施加适当的信号,但要使某一臂关断,情况就复杂多了。全控型器件可以用适当的控制极信号使其关断,而半控型晶闸管,必须利用外部条件或采取一定的措施才能使其关断。晶闸管要在电流过零以后再施加一定时间的反向电压,才能使其关断。一般来说,换流方式可分为以下几种: 1器件

26、换流。利用全控型电力电子器件自身具有的关断能力进行换流,称为器件换流。 2电网换流。由电网提供换流电压称为电网换流。整流电路的换流方式就是电网换流。 3负载换流。由负载提供换流电压,凡是负载电流的相位超前电压的场合,都可实现负载换流。 4脉冲换流。设置附加的换流电路,由换流电路内的电容提供换流电压,称为脉冲换流,有时也称为强迫换流或电容换流。脉冲换流有脉冲电压换流和脉冲电流换流两种。 在上述四种换流方式中,器件换流只适应于全控型器件,其余三种方式主要是针对晶闸管而言。2.2.4三相电压型逆变电路 逆变电路根据直流侧电源的性质的不同可分为两种:直流侧是电压源的称为电压型逆变电路;直流侧是电流源的

27、称为电流型逆变电路。在本文中,我们主要讨论三相电压型逆变电路的基本构成、工作原理和特性,图2-7为其电路。 图2-7 三相电压型逆变电路电压型逆变电路有以下一些特点: 1.直流侧为电压源,或并联有大电容,相当于电压源。直流侧电压基本无脉动,直流回路呈现低阻抗。 2.由于直流电压源的钳位作用,交流侧输出电压波形为矩形波,并且与负载阻抗角无关。而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗情况的不同而不同。 3.当交流侧为阻感负载是需要提供无功功率,直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道,逆变桥各臂都并联了反馈二极管。 下面,我们讨论一下三相全桥电压型逆变电路。 在图 2

28、-7 所示电路中,电路的直流侧通常只有一个电容器就可以了,但为了方便分析,画作串联的两个电容器并标出假想中点。和单相半桥、全桥逆变电路相同,三相电压型桥式逆变电路的基本工作方式也是导电方式,即每个桥臂的导电角度为,同一相(即同一半桥)上下两个臂交替导电,各相开始导电的角度以此相差。这样,在任一瞬间,将有三个桥臂同时导通。可能是上面一个臂下面两个臂,也可能是上面两个臂下面一个臂同时导通。因为每次换流都是在同一相上下两个桥臂之间进行,因此也被称为纵向换流。图2-8三相电压型桥式逆变电路的工作波形 以下分析三相电压型桥式逆变电路的工作波形。对于U相输出来说,当桥臂1导通时,当桥臂4导通时,。因此,的

29、波形是幅值为的矩形波。V、W两相的情况和U相类似,、的波形形状和相同,只是相位依次差120。负载线电压可由下式求出: 设负载中点N与直流电源假想中点之间的电压为,则负载各相的相电压分别为: 三相电压型桥式逆变电路的工作波形如图2-8所示。 下面对三相桥式逆变电路的输出电压进行定量分析。把输出线电压 展开成傅里叶级数得: 式中,为自然数。 输出线电压有效值为 基波幅值和基波有效值分别为 ; 接下来,我们再对负载相电压进行分析。把展开成傅里叶级数得 式中,k为自然数。 负载相电压有效值为 基波幅值和基波有效值分别为 ; 2.3 SPWM控制技术及其原理2.3.1 SPWM控制的基本原理 如图2-9

30、a所示,我们将一个正弦波半波电压分成N等分,并把正弦曲线每一等份所包围的面积都用一个与其面积相等的等幅矩形脉冲来代替,且矩形脉冲的中点与相应正弦等份的中点重合,得到如图2-9b所示得脉冲列,这就是SPWM波形。正弦波得另外半波可以用相同得办法来等效。可以看出,该PWM波形的脉冲宽度是按正弦规律变化,称为SPWM波形。 图2-9SPWM波形 根据采样控制理论,脉冲频率越高,SPWM波形便越接近正弦波。逆变器的输出电压为SPWM波形时,其低次谐波得到很好地抑制和消除,高次谐波又能很容易滤去,从而可得到崎变率极低的正弦波输出电压。 SPWM控制方式就是对逆变电路开关器件的通断进行控制,使输出端得到一

31、系列幅值相等而宽度不相等的脉冲,用这些脉冲来代替正弦波或者其他所需要的波形。 从理论上讲,在给出了正弦半波频率、幅值和半个周期内的脉冲数后,脉冲波形的宽度和间隔便可以准确计算出来。然后按照计算的结果控制电路中各开关器件的通断,就可以得到所需要的波形。但在实际应用中,人们常采用正弦波与等腰三角波相交的办法来确定各矩形脉冲的宽度。 等腰三角波上下宽度与高度成线性关系且左右对称,当它与任何一个光滑曲线相交时,即得到一组等幅而脉冲宽度正比该曲线函数值的矩形脉冲,这种方法称为调制方法。希望输出的信号为调制信号,把接受调制的三角波称为载波。当调制信号是正弦波时,所得到的便是SPWM波形。当调制信号不是正弦

32、波时,也能得到与调制信号等效的PWM波形。2.3.2单极性和双极性SPWM控制方式 单极性是指载波和调制波始终保持同极性的关系,在调制波信号的一个周期里,同一桥臂的上下两个功率管工作状态相互切换,分别工作在正弦调制波的半个周期。 单极性SPWM调制原理图如图2-10所示: 图2-10单极性调制原理图 双极性SPWM的载波极性随时间而正负变化,和调制波的极性变化没有关系,载波信号的一个周期里,同一桥臂的上下两个功率管互相切换,在调制波的半个周期里始终处于按正弦脉宽调制规律互补开关的工作状态。 双极性SPWM调制原理图如图2-11所示: 图2-11双极性调至原理图第三章 系统硬件设计3.1系统总体

33、介绍 本次设计的目的是研制一种输入为市电三相380V,输出为380V,50Hz的交流稳定电压,输出功率较大的三相稳压电源。考虑到所设计的系统为大功率电源,所以我们在这考虑使用SPWM逆变技术,图3-1为所设计的系统框图。 该系统的工作原理是三相电源380V经整流滤波变成直流电压,然后经SPWM全桥逆变,变成380V的SPWM电压,再经输出滤波电路滤波为380V、50Hz正弦波交流电压输出,另外,系统中CPU根据输出采样电压值来控制SPWM波发生器输出的SPWM波形参数,SPWM发生器产生的SPWM波经四个驱动隔离电路去驱动逆变电路,从而把整流滤波后得到的直流电逆变成稳定交流电。该系统CPU采用

34、AT89C51,SPWM波发生器采用SA4828三相SPWM波发生器,这里我们使用其三相输出波形,驱动隔离电路采用富士公司生产的EXB841,主电路采用高压整流模块和IGBT模块,输出采样模块使用ADC0809。由于本系统的控制核心器件是AT89C51,所以我们在此对该器件作一下介绍: AT89C51是美国ATMEL公司生产的,该单片机采用高密度,非易失存储技术,将闪烁存储器(即flash memory或PEROM)和MCS-51系列单片机相结合。该单片机不但和MCS-51系列单片机完全兼容,更以其便利的电擦写功能和低廉的价格而拥有很高的性能价格比。适用于各种需要较高灵活性的嵌入式控制应用领域

35、。 AT89C51单片机芯片有40个引脚,是用CMOS工艺制造的芯片,采用双列直插封装(DIP)和方形封装方式。图3-2为它的引脚图,说明如下: 1.主电源引脚Vcc和Vss Vcc:接+5V电压。 Vss:接地。 2.外接晶振引脚 XTAL1:接外部晶振的一个引脚。在单片机内部,它是构成片内振荡器的反相放大器的输入端。当采用外部振荡器时,该引脚接收振荡器的信号,即把信号直接接到内部时钟发生器的输入端。 XTAL2:片内反相放大器输出端。外接晶振时,XTAL2和XTAL1各接晶振的一端,借外接晶振与片内反相放大器构成振荡器。 3.输入/输出引脚 P0.0-P0.7:双向三态I/O口。在访问外部

36、存储器时,分别输出低8位地址线和8位数据线。在对内部EPROM编程时,用于数据的输入和输出。P1.0-P1.7:8位双向I/O口。对EPROM编程时,用于接受低8位地址。P2.0-P2.7:8位双向I/O口。在访问外部存储器时,输出高8位地址。在对内部EPROM编程时,用于接受高8位地址。 P3.0-P3.7:8位双向I/O口。每个引脚都有各自图3-2 AT89C51引脚的第二功能:P3.0为RXD(串行输入口);P3.1为TXD(串行输出口);P3.2为INT0(外部中断请求输入端0);P3.3为INT1(外部中断请求输入端1);P3.4为T0(定时器/计数器0计数脉冲输入端);P3.5为T

37、1(定时器/计数器1计数脉冲输入端);P3.6、P3.7为、RD(片外数据存储器写/读选通信号输出端)。 4.控制引脚 ALE/PROG:地址锁存有效信号输出端。 PSEN:片外程序存储器读取选通信号输出端。 RST/Vpd:复位端。当Vcc掉电期间,Vpd如接备用电源V可用于保存片内RAM中的数据。 EA/Vpp:片外程序存储器选用端。3.2系统主电路设计 图3-3是本系统主电路的电路图,下面我们分别来介绍主电路的各个部分:3.2.1输入EMI滤波器的设计 一、高频电源中的噪声问题电源中,噪声是指直流基础电源输出电压中的脉动成分以及其他的交流分量。有些噪声来自设备外部,如大负荷用电设备起动造

38、成电网电压瞬时跌落、工频波形失真等。有些噪声来自设备自身,如在功率转换电路中开关管从导通到截止或从截止到导通的瞬态过程中,高速脉冲波形的电流、电压,尤其是脉冲上升、下降沿,其中包含丰富的高次谐波分量易产生噪声,另外,在开关管高速工作时,非线性元件、传输导线分布电感、电容容易发生寄生振荡,加上器件本身高频特性的差异均有可能产生噪声。 电源中的噪声,按传导与辐射两种方式传播,按对负载的影响,可分为共模噪声、差模噪声和辐射噪声。这里共模噪声是指主回路与机壳间传导的噪声;差模噪声是指回路中的常态噪声;辐射噪声既包括外界通过空间向电源辐射的噪声,又包括电源对外辐射的噪声。 二、EMI滤波器在本系统中,为

39、了抑制交流电网和电源之间的相互干扰,在交流电网和电源输入端之间加上EMI(电磁干扰)滤波器,一方面,加上EMI滤波器后,可以消除来自电网的各种干扰对系统的影响,如电动机的启动,电器开关的合闸和关断,雷击等产生的尖峰干扰;另一方面,该滤波器也可以防止系统产生的高频噪声向电网扩散而污染电网。EMI滤波器主要由工频低通滤波器和共模抑制元件组成,在本系统设计中我们选用北京克普锐特电子技术有限公司生产的KT-3H4-20型三相三线滤波器,其原理图如图3-4所示。Lc为滤波扼流线圈,当电源输入电流流过Lc时,所产生的磁场可以互相抵消,相当于没有电感效应,Lc对共模噪声来说,相当于一个电感量很大的电感,故它

40、能有效地抑制共模传导噪声,电容Cy对共模噪声起旁路作用,Cx对共模噪声起抑制作用,R为Cx的放电电容,其特性如下: 滤波器采用新型软磁材料。 最大泄漏电流:相-地(250VAC、50Hz)0.5mA 耐压:相-中2150VDC 额定工作频率:50-200Hz 图3-4 KT-3H4-20型内部原理图 额定工作电流:20A 额定工作电压:相-相380VAC相-中220VAC 温度范围:-25-+85 绝缘电阻:200M500VDC EMI滤波器的安装和布线对滤波器的性能发挥是极为重要的,在其安 中应注意以下几点: 滤波器应安装在机柜底部离设备电源入口尽量近的地方,并加以板,不要让未经过滤波器的电

41、源线在机柜内迂回。如果交流电源进入机壳波器有较长的距离,则这段线应加以屏蔽。 滤波器的外壳必须用截面积大的导线以最短的距离与机壳连为一尽量使滤波器的接地点与外壳接地点保持最短的距离,输入、输出应靠近部布线以减少耦合,并将输入、输出线严格分开,绝不允许将滤波器的输输出线捆在一起或靠得很近。 机壳内的其他用电器(照明灯、信号灯等)或电磁开关等应从滤端引线接到负载,或为这些干扰源单独加装滤波器。3.2.2输入整流滤波电路的设计 本课题设计的电源在额定状态下的技术要求为:输出电压380VAC,属于大功率电源,为了保持三相交流电源的对称性和减小电源滤波电容等原因,大功率电源一般采用三相电源作为供电电源。

42、因此,本采用三相桥式整流,滤波电感和滤波电容组成输入整流滤波电路。 一、三相桥式整流电路的设计 1、整流桥的耐压: 整流二极管的峰值反向电压为: 取50%的裕量 2、整流桥的额定电流 电源的输出功率为3KW,是确定值,所以电源的输入功率就随着电源的效率变化而变化,计算时取电源效率最差时的值,设 此时电源的输入功率 最大输入线电流 根据以上计算我们选用取富士公司生产的2RI60G-120(60A/1200V/2单元串联)型号整流模块三个连接而成桥式整流回路。 二、输入滤波电容的设计 输入滤波电容的值决定于输出保持时间和直流输入电压的纹波电压的大小,且要在计算流入电容器的纹波电流是否完全达到电容器

43、的容许值的基础上进设计。 三相电源经过整流后,输出直流电压,此时通过直流回路的平均电流最大值 为 Udc为三相电源电压最低时整流输出的直流电压的平均值 计算单相全波整流电路滤波电容的经验公式是 因为三相全波整流电路的基波频率为单相整流电路的3倍,所以计算三相整流电路的滤波电容公式为: 所以C2008.121626uF 因为三相整流的纹波较单相整流要小许多,所以本系统中输入滤波电容取1600uF,在实际电路中,我们选用2个2200uF/450VDC电容和2个1000uF/450VDC容两两串联再并联组成,经仿真和实验证明,所选电容能满足设计要求。 三、输入滤波电感的设计 我们可以根据保持负载电流

44、连续的要求来选择滤波电感L 设最小负载功率 则 所以 取4mH。3.2.3逆变器和输出滤波电路的设计 一、IGBT的选择 1、耐压 当输入电网电压为最高输入电压时,经整流滤波后输出的最高直流电压为 考虑各种因素的影响取50%的裕量,则IGBT的最低耐压为 2、IGBT的电流 在一些参数未知的情况下,我们需要估算IGBT的电流,以便选择IGBT管。输入电网电压经输入整流滤波后,直流母线上的最大直流电流为/0.dcin 其中 所以可选择IGBT的额定电流为25A。 综上所述,在本系统设计中,我们可选择日本富士公司生产的2MBI25L-120(2单元25A/1200V)型IGBT管,该管耐压1200

45、V,电流容许值为25A。 二、输出LC滤波电路 经全桥逆变器输出的电压中,逆变开关频率一般都比较高,从几KHz到几MHz的都有。对几KHz至十几KHz的脉冲电压进行滤波时,一般对纹波电压要求不是太高,所以可以忽略滤波电解电容等效串联电阻ESR,并且频率不高时,其等效串联阻抗ESZ也不大,影响也不严重。但是,随着频率的升高,电解电容引线电感L造成的等效串联阻抗ESZ就会上升,明显地增加输入电压的纹波。所以计算LC参数,要分别情况根据工作频率范围设计。允许电抗器的电流波动峰-峰值逆变器输出脉冲电压峰值 由于逆变器输出的是SPWM电压,所以在设计滤波LC参数时,我们可以考虑 如下情况: 当滤波输出的

46、平均电压311V,此时、,所以 由式LLmoniVVT?2?013,得L1.4513?311103.614.9mH, 由式,得, 所以L取15mH。 设电容上电压纹波为3V,由式,得,取10uF。 所以L为工频电感,电感量可选为15mH,为减小噪声,选闭合铁芯,如OD型硅钢铁芯(400Hz)或铁粉芯铁芯。 C为工频电容,可以选CBB61-10uF-250VAC。3.2.4 RCD缓冲电路的设计 缓冲电路也称作吸收电路,它是一种保护电路,其目的是在开关管关断时防止在开关管上产生过电压,另外它也能改变开关管开关过程中电压和电流的波形轨迹,使开关“软化”,以减少开关损耗。在本系统设计中,我们选用IG

47、BT作为开关器件,由于IGBT开关速度快,当IGBT由通态迅速关断时,有很大的-di/dt产生。该-di/dt在主回路的布线电感上引起较大的尖峰电压-Ldi/dt,这个尖峰电压与直流电源电压叠加后加在关断的IGBT的集射两极之间。如果尖峰电压很大,可能使叠加后的电压超过反向安全工作区,或者由于dU/dt太大引起误导通,两者都有损于IGBT。因此为保护IGBT,我们在SPWM逆变电路中设置了RCD缓冲电路。 1.缓冲电路结构及工作原理 具有缓冲电路的逆变器的一个桥臂如图3-5所示。为了分析缓冲电路的工作原理,把图3-5简化后示于图3-6。图3-7是其工作波形。如图3-5所示,假定当前工作状态为T

48、1导通,T2截止,此时,电源正极经T1、Ds2对Cs2充电,Cs2上电压为Ed,且T1中电流的另一部分流入负载(见图3-6),Cs1处于放电状态,其电压渐渐低于Ed。当T1的触发信号取消后,T1即开始关断,为了保持负载电流连续,T2上的续流二极管FWD导通,如图3-6所 图中:Lm-直流母线分布总电感,LmL1+L2 I0-关断前集电极输出电流 Ls-缓冲电路布线电感Ucesp-Ls上引起的反电动势 Cs-缓冲电路电容Ucep-Cs上充电尖峰电压 Ds-缓冲电路二极管Ed-直流电源电压 Rs-缓冲电路电阻Ufpds-Ds上正向恢复电压 示。缓冲二极管VDs阴极基本上被钳制在Ed负极电位上(忽略

49、续流管压降),由于Cs两端电压不会突变,VDs处于正向偏置而导通。另外,分布电感Lm仍以维持Ic不变的趋势经Ls向Cs充电,在Ls上产生-LsdIc/dt反电动势(左正右负)。由于VDs在导通过程中具有正向过渡特性,开始时有较大的正向瞬时电压(40-60V),见图3-7a。因此,加在T1集射两端的电压是Ls、Cs、VDs支路电压的总和,即 随着充电过程进行,VDs正向过渡特性很快结束,其正向压降逐步减到零,见图3-7a,Uce从Ucesp逐渐减小。但随着Cs的充电,其两端电压又逐步升高,因此,Uce又逐步回升达到Ucep,如式3-1。Cs充电过程停止,接着Cs经(Ls+Lm)、Ed、FWD、V

50、Ds构成的LC电路开始放电。由于Ls上反电动势改变方向(左负右正),Uce产生一个负下跳-Lsdids/dt,VDs上开始出现反向恢复电流。当反向电流ids达到最大时,就开始减小,Ls上反电动势又改变方向(左正右负),Uce又出现一个上跳,二极管VDs进入关断过程,VDs上承受反向电压Uds如式3-2所示,(Lm+Ls)上反电动势为左正右负。VDs关断后,ids=0,Lm+Ls上反电动势消失,VDs上承受的反向电压UdsUcep-EdUce。 3-1 3-2 式中,idsr为VDs的反向恢复电流。Uce是前面Lm经Ls向Cs充电时产生的高出直流电压Ed的部分,此时成为反偏压全加在VDs的两端。

51、 2.缓冲电路参数的计算 产生过电压的根本原因是主回路的布线电感Lm,其间存储的电能为 3-3 缓冲电路能吸收的能量为 3-4 令式3-3等于式3-4,有为确保Lm中能量全部被Cs吸收,应取式中,;额定值;。本系统设计中,取2uH,。则,取30。 缓冲电阻的要求是,IGBT关断时,Cs上积累电荷的90%能及时释放掉,可由式3-5确定。阻值过小,缓冲电路可能振荡,IGBT导通时电流增加。 3-5缓冲电阻产生的损耗PRS与阻值无关,可由下式确定:式中系数10是电阻互特数的裕度系数,以防温升过高,f为开关频率,本例中f取5.85KHz。所以可计算如下: 在实际应用中,应用多个电阻串并联来满足电阻的阻

52、值和功率要求。实用缓冲电路可参照图3-3所示,我们可以使每个双单元IGBT模块使用一个缓冲电路。值得一提的是,在选择缓冲电路元件时应该注意,缓冲电容尽量用无感电容,缓冲二极管必须是正向过渡电压低,反向恢复时间短、反向恢复特性软的二极管。恢复时间长,二极管功耗大,恢复特性硬,容易引起IGBT集射间电压振荡。接线时,应尽量使Cs、VDs紧靠IGBT,以减小分布电感。3.3采样电路及A/D转换电路 因系统输入市电电压是波动的,而输出要求是稳定的380V电压,所以需经采样电路采样输出电压,得到的模拟量再经过A/D转换电路转换为数字量,然后送往单片机,单片机通过一定的算法使输出电压稳定在380V。 1.

53、采样电路 本系统的采样电路如图3-8所示,输出电压经变压器变压后再经整流堆整流,输出的是脉动的电压,此电压再经电阻R6和电容C5组成的滤波器滤波后,成为稳定的直流电压 ,经可变电阻R7调节后送往A/D转换电路。我们可以调节电路,使得当系统输出电压有效值是380VAC时,电路输出电压是2.5VDC,该电路可在系统输出电压的一定变化范围内具有线性关系。2.A/D转换电路 采样电路得到的模拟信号必须经A/D转换器转换为数字量后才能送往单片机进行处理。本系统中,我们采用ADC0809,它是CMOS工艺、采用逐次逼近法的8位A/D转换芯片,28脚双列直插式封装,片内除A/D转换部分外还有多路模拟开关部分

54、。ADC0809最多允许8路模拟量分时输入,共用一个A/D转换器进行转换,图3-9是它与单片机AT89C51的接口电路。ADC0809由8路模拟开关、8位A/D转换器、三态输出锁存器以及地址锁存译码器等组成。其引脚功能说明如下: 为8个输入通道的模拟输入端。 为8位数字量输出端。 START为启动信号,加上正脉冲后,A/D转换开始进行。 ALE为地址锁存信号,高电平时把三个地址信号送入地址锁存器,并经译码器得到地址输出,以选择相应的模拟输入通道。 EOC为转换结束信号,是芯片的输出信号。转换开始后,EOC信号变低;转换结束时,EOC返回高电平。这个信号可以作为A/D转换器的状态信号来查询,也可

55、以直接用做中断请求信号。 OE为输出允许控制端。 CLK为时钟信号,最高允许值为640KHz。 VREF+和VREF-为A/D转换器的参考电压。 图3-9为ADC0809与AT89C51的接口,在此,我们采用查询方式。这里将ADC0809作为一个外部扩展并行I/O口,由于只采样一个通道值,所以在此我们采用固定寻址法,只寻址IN0通道,另外,由P2.7和 联合控制启动转换信号端START。启动ADC0809的工作过程是:先由ALE信号锁存通道地址000,后由START有效启动A/D转换,即执行一条MOVXDPTR,A指令产生WR信号,使ALE、START有效,锁存通道号并启动A/D转换。A/D转

56、换完毕,EOC端发出一正脉冲供单片机查询,最后执行MOVX A,DPTR产生信号使OE端有效,打开输出锁存器三态门,8位数据就读入到CPU中。 ADC0809的时钟取自AT89C51的ALE经二分频双D触发器之一后的信号(接CLK端)。当A/D转换完毕,AT89C51读取转换后的数字量时,需使用MOVX A,DPTR指令,在如图3-9所示的接口电路中,ADC0809与片外RAM统一编址,在使用MOVX指令时一个周期内丢失一个ALE脉冲,但这不影响A/D转换的时间。3.4 SPWM波产生芯片SA4828及其应用3.4.1 SA4828工作原理 SA4828是MITEL公司推出的一种专用于三相SPWM信号发生和控制的集成芯片。它既可以单独使用,也可以与大多数型号的单片机接口。该芯片的主要特点为:全数字控制;兼容Intel系列和Motorala系列单片机;输出调制波频率范围0-4KHz;16位调速分辨率;载波频率最高可达24KHz;内部ROM固化3种可选波形;可选最小脉宽和延迟时间(死区);可单独调整各相输出以适应不平衡负载;看门狗定时器。 1.SA4828引脚功能