三相电压型PWM整流器设计与仿真

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1、1 绪论随着功率半导体器件技术的进步，电力电子变流装置技术得到了快速发展， 出现了以脉宽调制（PWM）控制为基础的各种变流装置，如变频器、逆变电源， 高频开关电源以及各类特种变流器等， 电力电子装置在国民经济各领域取得了广 泛的应用， 但是这些装置的使用会对电网造成严重的谐波污染问题。 传统的整流 方式会无论是二极管不控整流还是晶闸管相控整流电路能量均不能双向传递， 不 仅降低能源的利用率还会增加一定的污染，主要缺点是：1）无功功率的增加造成了装置功率因素降低，会导致损耗增加，降低电力 装置的利用率等；2）谐波会引起系统内部相关器件的误动作，使得电能的计量出现误差，外 部对信号产生严重干扰；3

2、）传统的结构，能量只能单向流动，使得控制系统的能量利用率不高，不 能起到节能减排的作用。电网污染的日益严重引起了各国的高度重视， 许多国家都已经制定了限制谐 波的国家标准，国际电气电子工程师协会（IEEE），国际电工委员会（IEC）和国际 大电网会议（CIGRE）纷纷推出了自己的谐波标准。国际电工学会于1988年对谐波标准IEC555-2进行了修正，欧洲制定IEC1000-3-2标准。我国国家技术监督 局也于 1994年颁布了电能质量公用电网谐标准 （GB/T 14549-93），传统变流 装置大多数已不符合这些新的标准，面临前所未有的挑战。目前，抑制电力电子装置对电网污染的方法有两种： 一是

3、设置补偿装置。 通 过对已知频率谐波进行补偿， 这种方式适用于所有谐波源， 但其缺点是只能对规 定频率的谐波进行补偿， 应用范围受限。 并且当受到电网阻抗特性或其他外界干 扰，容易发生并联谐振， 导致某些谐波被放大进而使滤波器过载或烧毁； 而是对 整流器装置本身性能进行改造， 通过优化控制策略和参数设置， 使网侧输入的电 压和电流呈现接近于同相位的正弦波，实现单位功率因数运行即功率因数为 1。目前治理谐波和无功主要是采用功率因数校正技术 （PFC技术），由于PWM 调制技术引入整流器中， 使得整流器能够获得较好的直流电压并且实现网侧电流 正弦化，PWM整流技术已经成为治理电网污染的主要技术手段

4、。PFC技术虽然具有控制简单、 功率因数高、 总谐波失真小和易于电路设计等优点， 但是其结构 并没有发生根本变化只是在输出侧加了一个开关管， 而重要的交流侧还是选取二 极管做为开关器件， 其整流方式只能是单一方向的不能实现能量的双向流动， 它 在单相电路中有着广泛的用途， 但是由于其自身性质决定其难以用于三相电电路 中；PWM整流技术交流侧采用全控器件，与传统 PFC相比，PWM整流技术可 以在任意功率因数运行可以实现能量双向流动而且具有较好的电流品质和更快 的动态响应速度， 因而真正实现了 “绿色电能变换 ”提高了系统电能的利用率减少 了资源的浪费。 由上述分析可知， 对 PWM 整流器进行

5、控制研究符合建设资源节 约型和环境友好型社会发展的需要，具有重要经济和社会价值。PWM 整流器可实现能量双向流动并具有优良的输出特性，与二极管不控整 流和晶闸管相控整流相比， 具有以下特点：（1）可以实现能量的双向流动且功率 因数任意可调； （2）网侧电流近似正弦化， 谐波含量少； （3）具有较好的动态性能， 适合动态性能要求高且开关频率变化快的场合； （ 4）直流输出电压稳定且电压波 形品质高。PWM 整流器在功率因数校正、谐波抑制以及能量回馈等应用方面具有其突 出的优势， 故很早就已经成为电力电子技术研究的最具意义的内容之一。 经过各 国学者和专家多年的实验和研究， 在数学模型、 主电路拓

6、扑结构和控制策略等各 个方面， PWM 整流器均取得了较为成功的研究成果。对于学生来说，设计高性 能三相 PWM 整流器是很具有学习和研究价值的课题。PWM 整流器的分类方法很多，最基本的分类方法是按照直流储能形式可分 为电压型整流器（VSR）和电流型整流器（CSR）两种，前者直流侧采用电容为储 能元件，提供一个平稳的电压输出， 直流侧等效为一个低阻电压源； 后者直流侧 采用电感作为储能元件， 提供一个平稳的电流输出， 直流侧等效为一个高阻电流 源。由于 VSR 的结构简单，储能效率高、损耗较低、动态响应快，控制方便， 使得 VSR 一直是 PWM 整流器研究和应用的重点，本文主要讨论三相电压

7、型 PWM 整流器的设计与仿真。第一章绪论， 说明了 PWM 整流器的研究和学习的价值， 以及整个论文的结 构；第二章介绍了 PWM 整流器在国内外的研究现状；第三章建立电压型 PWM 整流器的数学模型； 第四章介绍了很据 PWM 整流器的数学模型对有功电流和无 功电流进行解耦控制，设计了电压、电流双闭环调节器，对空间矢量脉宽调制 （space vector pulse width modulatio n技术进行详细分析；第五章对设计的整个 PWM 整流系统进行仿真，分析设计的控制器对扰动的抑制作用以及输入输出电 压的动静态性能。2 研究现状自20世纪90年代以来，PWM整流技术一直是学术界关

8、注和研究的热点。 随着研究的深入， PWM 整流技术的相关应用研究也得到发展，如有源电力滤波 (APF)、超导储能(SMES)、电气传动(ED)、高压直流输电(HVDC)、统一潮流控 制器(UPFC)、新型UPS以及太阳能、风能等再生能源的并网发电等，并随着现 代控制理论、 微处理器技术以及现代电子技术的推陈出新， 这些应用技术的研究 又促使 PWM 整流技术日趋成熟， 其主电路已从早期的半控型器件桥路发展到如 今的全控型桥路； 拓扑结构已成从单相、 三相电路发展到多相组合及多电平拓扑 电路；PWM调制方式从由单纯的硬开关调制发展到软开关调制；功率等级从千 瓦级发展到兆瓦级， 而在主电路类型上

9、既有电压源型整流器， 又有电流源型整流 器，两者在工业上已成功投入使用，但却多采用模拟芯片 PWM 波发生器，在闭 环和智能调节比如在风力发电的并网等方面均存在较大问题， 尤其是在国内， 基 于数字信号微处理器的 PWM 整流器的研究还只是处于初步发展阶段。当前 PWM 整流器的研究主要体现在如下几个方面：1. 关于 PWM 整流器数学模型的研究PWM 整流器数学模型的研究是 PWM 整流器及其控制技术的基础。 A. W.Green提出了基于坐标变换的PWM整流器连续、离散动态数学模型， R.Wu 和S.B.Dewan等较为系统地建立了 PWM整流器的时域模型，并将时域模型分解 成高频和低频模

10、型，且给出了相应的时域解。而Chun T.Rim和DongY.Hu等则利用局部电路的dq坐标变换建立了 PWM整流器基于变压器的低频等效模型电 路，并给出了稳态、动态特性分析。在此基础上，Hen gchun Mao等人建立了一种新颖的降阶小信号模型，从而简化了 PWM 整流器的数学模型及特性分析。2. 关于 PWM 整流器拓扑结构的研究PWM 整流器的主电路拓扑结构近十几年来没有重大突破，主电路设计的基 本原则是在保持系统的基础上， 尽量简化电路拓扑结构， 减少开关元件数， 降低 总成本，提高系统的可靠性。 PWM 整流器拓扑结构可分为电流型和电压型两大 类。其中电压型 PWM 整流器最显著的

11、拓扑特征是直流侧采用电容进行电流储能， 从而使整流器直流侧呈低阻抗的电压源特性。 电流型 PWM 整流器直流侧则是采 用大电感进行电流储能， 使得整流器直流侧呈高阻抗的电流源。 根据装置功率的 不同，研究的侧重点不同。 在中小功率场合， 研究集中在减少功率开关和改进直 流输出性能上； 对于大功率场合， 研究主要集中在多电平拓扑结构、 变流器组合 以及软开关技术上。 多电平拓扑结构的 PWM 整流器主要应用于高压大容量场合。 而对大电流应用场合， 常采用变流器组合拓扑结构， 即将独立的电流型 PWM 整 流器进行并联组合。3. 关于电压型 PWM 整流器电流控制技术的研究电压型 PWM 整流器有

12、两个控制目标， 一是得到稳定的直流电压， 另一个是 使网侧电流正弦化并跟踪电网电压变化。 为了使电压型 PWM 整流器网侧呈现受 控电流源特性， 其网侧电流的控制至关重要， 决定了 PWM 整流器的动静态性能。 电压型 PWM 整流器网侧电流控制策略主要分成两类： 间接电流控制策略和直接 电流控制策略。 间接电流控制其网侧电流的动态响应慢， 且对系统的参数比较敏 感，适用性不高，因此逐步被直接电流控制所取代。与间接电流控制相比，直接 电流控制电流响应速度快，系统鲁棒性强，且容易实现过流保护，是当今 PWM 整流器电流控制方案的主流。4. PWM 整流器系统控制策略的研究控制策略是 PWM 整流

13、器控制系统的核心， 其优劣决定着 PWM 整流器的动 静态性能以及鲁棒性。 PWM 整流器常用的控制方法有滞环电流控制、固定开关 频率电流控制、 预测电流控制、 直接功率控制、 无电网电动势传感器及无网侧电 流传感器控制、电网不平衡条件下的 PWM 整流器控制、滑模变结构控制、反馈 精确线性化控制、基于 Lyapunov 稳定性理论的控制、模糊控制等，具体如下：1）滞环电流控制 滞环电流控制是一种瞬时值反馈控制模式， 其基本思想是将检测到的实际电 流信号与电流给定信号值相比较， 若实际电流大于指令值， 则通过改变变流器的 开关状态使之减小， 反之增大， 使得实际电流围绕指令电流做锯齿状变化，

14、并将 偏差控制一定范围内，形成滞环。该控制方法结构简单，电流响应速度快，易于 实现电流限制， 且控制与系统参数无关， 系统鲁棒性好， 但是开关频率在一个工 频周期内不固定，谐波电流频谱随机分布，网侧滤波器设计较为困难。2）固定开关频率 PWM 电流控制固定开关频率 PWM 电流控制，一般是指 PWM 载波 （如三角波 ）频率固定不 变，而以电流偏差调节信号为调制波的 PWM 控制方法。 该控制方法克服了滞环 电流控制开关频率不固定的缺点， 电流响应速度快， 系统鲁棒性高， 但当电流内 环均采用 PI 调节时， 三相静止坐标系中的 PI 电流调节器无法实现电流的无静差 控制。3）预测电流控制预测

15、电流控制的思想是从开关的在线优化出发， 根据负载大小及给定电流矢 量的变化率， 推算出使得下一周期电流满足期望值的电压矢量来控制 PWM 整流 器的开关。 预测电流控制具有快速的电流响应速度， 但其控制效果依赖于系统参 数，鲁棒性不高，且受处理器采样和控制延时影响较大。4) 直接功率控制直接功率控制通过对 PWM 整流器瞬时有功和无功进行直接控制， 达到控制 瞬时输入电流的目的。 该方法具有结构、 算法简单，系统动态性能好，鲁棒性强， 容易数字化实现，对交流侧电压不平衡和谐波失真也具有一定补偿作用。5) 无电网电动势传感器及无网侧电流传感器控制 无电网电动势传感器及无网侧电流传感器控制是为进一

16、步简化电压型 PWM 整流器的信号检测而提出的控制方法。 无电网电动势传感器控制主要包括两类电 网电动势的重构方案： 其一是通过复功率的估计来重构电网电动势， 是一种开环 估计算法，因而精度不高， 并且在复功率估计算法中由于含有微分项， 容易引入 干扰；其二是基于网侧电流偏差调节的电网电动势重构，是一种闭环估计算法， 它采用网侧电流偏差的 PI 调节来控制电网电动势误差，因而精度较高。无网侧 电流传感器控制是通过直流侧电流的检测来重构交流侧电流。6) 电网不平衡条件下的 PWM 整流器控制为了使 PWM 整流器在电网不平衡条件下仍能正常运行， 学术界提出了不平 衡条件下， 网侧电流和直流电压的

17、时域表达式， 电网负序分量被认为是导致网侧 电流畸变的原因， 同时指出， 在电网不平衡条件下， 常规的控制方法会使直流电 压产生偶次谐波分量，交流侧会有奇次谐波电流。为此， D.Vincenti 等人较为系 统地提出了正序 dq 坐标系中的前馈控制策略，即通过负序分量的前馈控制来抑 制电网负序分量的影响。但是由于该方法的负序分量在 dq 坐标下不是直流量， 导致 PI 调节不能实现无静差控制。因此，又有人提出了正、负序双旋转坐标系 控制，该方法实现了无静差控制， 是较完善的理论， 但是其控制的结构比较复杂， 运算量大。7) 滑模变结构控制滑模变结构控制本质上是一种非线性控制， 其非线性特性表现

18、为控制的不连 续性，特点是系统结构并不固定， 而是可以在动态过程中， 根据系统当前的状态 不断变化，迫使系统按照指定的滑动模态运动。采用滑模变结构控制，可以使 PWM 整流器不依赖于电网电压、开关器件以及负载参数，对参数变化及干扰具 有不变性，即强鲁棒性， 但控制器设计中滑模系数的选取比较困难， 选取不当容 易给系统带来不利抖动，造成系统不稳。8) 反馈精确线性化控制 反馈精确线性化控制利用微分几何理论对非线性系统进行结构分解、 分析及 控制设计， 通过采用适当的非线性坐标变换和非线性状态反馈量， 从而使非线性 系统得以在大范围甚至在全局范围内线性化， 这样就可以方便地使用线性控制理 论对非线

19、性系统进行控制器的设计。 将反馈精确线性化用于 PWM 整流器的控制， 可以使输入电流快速跟踪网压且畸变较小， 具有良好的鲁棒性。 该方法非线性控 制器设计比较复杂，涉及多次坐标变换，运算量较大。9) 基于 Lyapunov 稳定性理论的控制现有大多数 PWM 整流器控制策略是基于小信号模型， 应用线性控制理论进 行设计。因此，只有在系统的状态和输入在小干扰的情况下能保证系统的稳定， 在大范围干扰的情况下， 难以使系统稳定， 为了保证 PWM 整流器在大范围干扰 的情况下能稳定运行并具有良好的动静态性能，国内外学者已将 Lyapunov 稳定 理论应用到系统控制设计中。 对于非线性系统，只要找

20、到合适的 Lyapunov 函数， 就可以利用该函数对系统控制器进行设计， 采用 Lyapunov 稳定理论设计的 PWM 整流器，电流跟踪给定值效果明显变好， 同时克服了系统参数变化对电流跟踪的 影响，在大范围干扰的情况下系统稳定，并具有良好的动态性能，但构造 Lyapunov 函数比较困难，难以确定最佳能量函数。10) 模糊控制 模糊控制是将系统的动态映射关系通过隶属度函数和模糊规则体现出来， 首 先将确定性输入量模糊化， 利用模糊推理得到模糊输出， 再用清晰化的方法得到 输出的确定量， 这样输入输出是一组规则。 采用模糊控制可以使 PWM 整流器具 有如下特点： 控制频率不受输入电源频率

21、的限制， 只与程序执行周期有关； 输入 电流快速跟踪电网电压，谐波低，功率因数高；对系统参数不敏感，且能适用负 载的非线性变化；模型完全离散化，易于数字实现。国内目前的研究主要集中于控制方法的实验研究， 分析各参数与系统性能之 间的关系， 并找出改善电流跟踪性能、 提高输入功率因数的方法， 其中仿真和实 验是主要手段，对于系统建模研究较少。3三相电压型PWM整流器系统建模建立数学模型是深入分析和研究 PWM整流器的工作机理以及动态和静态 特性的重要前提。本章的主要内容是建立PWM整流器在三相静止坐标系和两相 同步旋转坐标系下的数学模型，方便进一步为三相电压型 PWM整流器设计合理 的控制器，以

22、到达抑制扰动、提高输入输出电压电流的动静态性能的目的。本文设计的PWM整流器主电路采用三相电压型拓扑结构， 其主电路原理结 构如图3-1所示：iic UicUdcRL图3-1三相电压型 PWM整流器主电路在上图中，U2a、U2b、U2c分别表示三相电网相电压，Ula、Ulb、Uic分别 为变换器侧相电压，i2a、i2b、i2c分别为网侧相电流，iia、hb、hc分别为变换器 侧相电流，L2为网侧电感，R2为网侧电感寄生电阻，Li为变换器侧电感，Ri为 变换器侧电感寄生电阻，Cf为滤波电容，Rd为避免LCL型滤波器出现零阻抗谐 振点而设置的阻尼电阻，Si、S2、S3、S4、S、S6分别表示6个功

23、率开关，Rl 为直流侧负载。3.1三相静止坐标系下的数学模型由于三相电压型PWM整流器的控制器带宽主要位于低频段，因此，需建立在低频段时的数学模型。并且LCL滤波器在高频段的滤波特性比L滤波器要好， 而在低频段的频率特性与L滤波器几乎一样。因此在设计三相电压型PWM整流 器位于低频段的数学模型时，可忽略阻尼电阻和滤波电容的影响，将LCL滤波器等效成L滤波器进行建模。对于开关管的不同开关状态，建立如下方程：1开关管上桥臂导通0开关管下桥臂导通(k a,b,c)(3-1)由图3-1所示的主电路拓扑结构，根据基尔霍夫电压、电流定律可得三相电 压型PWM整流器在三相静止坐标系下的数学模型为：NOUdc

24、Ska,b.c(3-4)di1aT dtRT i1aU2aU1a1 di1b T dtRTi1bU2bU1b（3-2）,di1cRTi1cU2cU1cLt亍dtCdUdc dtSai1aSbi1bSci1ciL上式中：LCL滤波器总电感LtL1L2 ；总的电感寄生电阻RtR1R2 ；U 1k U kN UNO ； U kNSkU dc， ka,b,c。对于三相对称系统有：U2aU2bU2c0（3-3）i1ai1b+i1c0联立式（3-2）和（3-3）可得:由式（3-4）可得整流器侧相电压为:1kSkSk U dca,b,c(3-5)3.2两相静止坐标系下的数学模型由式（3-3）可知，对于三相对

25、称系统，三相变量中只有两相是独立的，即 任意一相变量可由另外两相变量进行表示。因此，三相原始数学模型并不是对该实际对象的最简洁描述，完全可以而且也有必要用两相模型替代。由三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换称为clarke变换，也叫3s/2s变换。采用幅值守恒原则（即经clarke变换前后，通用矢量在各自坐标系中的幅值大小不变）的clarke变换矩阵为：1 112 22C3s/2s30（3-6）22利用式（3-3）的约束条件可将式（3-6）扩展成为:1 11221C3s/2s230仝2321 112 22由式（3-7）求反变换可得clarke逆变换矩阵:(3-7)C2s/3s1兰12 21 、

26、32 2(3-8)对式（3-8）所示矩阵，去掉其第三列，可得两相静止坐标系列到三相静止坐标系的变换矩阵为：C2s/3s(3-9)根据式（3-6）所示的变换关系，对式（3-2）进行坐标变换可得三相电压型PWM整流器在两相静止坐标系下的数学模型为：Lt 竝 Rri1U2 U1dtdi1LtRTi1U2 U1( 3-10)dtCdU3 S i1S i1iLdt211L上式中：U2、U2分别是三相电网电压在 轴的分量；U1、U1分别是 三相整流器侧电压在 轴上的分量；h、h分别是整流器侧电流在 轴的分 量；S、S分别是开关函数在 轴的分量。3.3两相同步旋转dq坐标系下的数学模型由于三相电网电压、电流

27、等是对称的三相正弦变量，对其进行clarke变换后,0为初始相位角。dq坐标系的坐标变换矩阵为:C2s/2rcos(sint 0) sin( t t 0 cos( to)0)(3-12)由式（3-12）可得两相旋转dq坐标系到两相静止坐标系的变换矩阵为:C2r/2scos( t 0) sin( t sin t 0 cos( t0）0）(3-13)利用式（3-12）和对式（3-10）步旋转dq坐标系下的数学模型：进行坐标变换,可得到三相VSR在两相同I di1dFdi1qCdUdcdtRTi1dU 2dRT i1qU 2qU1dU1q(3-14)2 Sd i1dSqhqi l其在两相静止 坐标系

28、下的、轴上的分量仍为正弦变量，而正弦变量不利 于数字化实现，造成了对控制系统设计困难，也对系统的稳态和动态性能造成一 定的影响。因此，人们提出了 park变换，也可记为2s/2r变换。该变换能够将 在两相静止 坐标系下的基波正弦变量变换到两相同步旋转 dq坐标系下的直 流变量。根据此直流变量可使控制器的设计变得简单。假定三相电网电压矢量以恒定的角速度 进行旋转，则可得三相电网电压的 表达式为：U2aUmcost0U2bUmcost230（3-11）U2cUmcost230上式中：Um为三相电网相电压峰值, 从两相静止 坐标系列到两相旋转上式中：U2d、U2q分别为网侧电压在两相同步旋转坐标系下

29、 d轴和q轴分 量；U1d、U1q分别我整流器侧电压在两相同步旋转坐标系下 d轴和q轴分量；i1d、 i1q分别为整流器侧电流在两相同步旋转坐标系下 d轴和q轴分量；Sd、Sq分别 为开关函数在两相同步旋转坐标系下下 d轴和q轴分量。4三相电压型PWM整流器控制器设计直接电流控制对整流器输入电流进行闭环控制，可以补偿系统参数变化带来 的误差以及管压降和死区的影响，具有良好的动静态性能。而且通过对电流指令 进行限幅就可以很容易的实现过流保护。因此本设计中采用直接电流控制方法。直接电流控制的PWM整流器的控制器均采用双闭环结构。 电压外环通过对 直流母线电压的调节得到交流电流指令瞬时值。 电流内环

30、的作用是按电压外环输 出的电流指令进行电流控制，使整流器的实际输入电流能够跟踪电流给定， 从而 实现单位功率因数正弦波电流控制。4.1电流内环控制器设计整流器输入电流的控制性能是整流器控制效果好坏的关键。从本质上讲，整流器是一种将交流侧电能通过整流桥转换到直流侧电能的一种能量变换装置。由 于电网电压可认为是不变的，所以对整流器输入电流快速有效的控制也就有效地 控制了电能从交流侧到直流侧传递的速度和大小由式（3-14）可得，整流器侧输入电流满足下式:LtdiiddtRTi1dU2d UidLT hqLtdiiqdt(4-1)RTi1qU 2qUlqLT i1d由上式可知，d、q轴电流除了受到控制

31、变量 片、U1q的影响外，还受到网 侧电压U2d、U2q的扰动影响。另外从上式还可以看出 d、q轴电流相互耦合， 给控制器的设计造成了一定的困难，将式（4-1）进行拉氏变换，并整理得：hd U 2d U1dLT hq1LTSRT1q U2q U1q1LpSRr(4-2)由于d轴电流和q轴电流之间具有对称性，所以此处仅讨论d轴电流i1d的控 制器的设计，q轴电流的控制器可用类似的方法求出。以i1d为被控对象，Ug作 为控制器的输出，由式（4-2）可得d轴电流闭环反馈控制框图如下：图4-1 d轴电流内环闭环控制框图(4-3)由图4-1知，电流闭环控制器输出Ug为:U 1 d C sildild由图

32、4-1可知，d轴电流不仅与电流给定有关，而且还受到q轴电流和电网电压d轴分量的干扰。于是可用前馈解耦算法消除耦合的q轴电流和电网电压d轴分量干扰的影响。采用前馈解耦算法的 d轴电流内环闭环控制框图如下:图4-2采用前馈解耦算法的d轴电流内环闭环控制框图由图4-2可得，采用前馈解耦后的闭环控制器输出为：U 1d C s hd hd U 2dLiig（4-4）简化图4-2可得：图4-3前馈解耦后的d轴电流内环闭环控制框图从图4-3中，可以看到采用前馈解耦方法消除 q轴耦合电流和电网电压的扰 动后，电流内环被控对象可以简化成一个简单的一阶惯性环节。同时，由于引入电网扰动电压作为前馈补偿，大大提高了系

33、统的抗干扰能力。通常情况下，选择电流控制器C s为PI控制器，其传递函数为：Cs 心乞乞（4-5）SiSi考虑电流内环信号采样的延时和 PWM控制的小惯性特性，已解耦的d轴电 流内环结构如图4-4所示：图4-4 d轴电流内环控制框图上图中，Ts为电流内环电流采样周期（也为 PWM开关周期），KpWM为桥路PWM等效增益。将小时间常数 匹、Ts合并，可得简化的电流内环结构，如下图 2所示：图4-5化简后的d轴电流内环控制框图当考虑电流内环需要获得较快的电流跟随性能时， 可按典型I型系统设计电 流调节器。从图4-5中可以看出，只需将PI调节器的零点抵消电流控制对象传 递函数的极点即可。即i -Ll

34、，经校正后的电流内环开环传递函数为：RtWoisK iP K pwmRt is 1.5Ts 1(4-6)由典型I型系统最优参数整定关系，当取系统阻尼比0.707 时，有:1.5TsKiPKPWMRt i(4-7)求解可得:KiPRt iLt2TsKPWM3TsKPWMKHKiPRt(4-8)3TsKPWM式（4-8）位电流内环PI调节控制参数的计算公式。 由图4-5还可求得解耦后的电流内环闭环传递函数为:(4-9)1RT i1.5TsRT i 2ssKipKpwMKiP K PWM当开关频率足够高，即Ts足够小时，由于s2项系数远小于s项系数，因此可忽略s2项，则式（4-9）可化简为:Wcis

35、Rt iKiP K PWM(4-10)将式（4-8）代入（4-10）可得电流内环简化都的等效传递函数为:11 3TsS(4-11)式（4-11）表明：当电流内环按典型I型系统设计时，电流内环可近似等效 为一个惯性环节，其惯性时间常数为3Ts。显然，当开关频率足够高时，电流内 环具有较快的动态响应。当闭环控制系统的闭环增益减少至-3dB或其相移为450时，该点可定义为 闭环系统频带宽度fb。对于按典型I型系统设计的三相电压型 PWM整流器电流 内环系统，由于该电流内环可等效成一阶惯性环节，因此电流内环频带宽度fbi为:12 3Ts丄Ifs20Ts 20(4-12)上式中，fs为电流内环PWM开关

36、调制频率。由式（4-12）可知，按上面讨论 的方法设计的电流内环控制器不仅满足快速性要求， 同时对高频干扰，如开关频 率噪声也有较强的抑制能力。4.2电压外环控制器设计电压外环控制的目的是为了稳定整流器直流侧电压 Ude。令三相电网基波电 动势为：U2aUmcostU2bU mcost 2(4-13)32U2cUm cost3为简化控制系统设计，当开关频率远高于电网电压基波频率时，可忽略PWM 分量，即只考虑开关函数 Qk a,b,c的低频分量，贝U：Sa0.5mcost00.5Sb0.5mcost2300.5(4-14)Sb0.5mcost200.53上式中为开关函数基波初始相位角；m为PW

37、M调制比m 1。对于单位 功率因数正弦波电流控制，三相电压型 PWM整流器网侧电流为：IlaI mCOSIm COSilcIm COS2323直流侧电流idc可由开关函数描述如下:idcSai1aSbi1bSci1c由式(4-14)、(4-15)、(4-16)可得:idc 0.75mIm cos 0(4-15)(4-16)(4-17)综合以上分析，可得三相 VSR电压外环控制结构图如下所示图4-6三相VSR电压外环控制结构图上图中，v为电压外环采样小惯性时间常数；Kvp、Tv为PI调节器参数；WCi s为电流内环闭环传递函数。一 1由前面的分析已知Wci S。由于0.75mlmCOS 是一时变

38、环节，这1 3TSs给电压环设计带来困难。为此可以考虑以该环的最大比例增益0.75代替。因为最大增益对整个电压环的稳定性影响最大，所以这种近似是合理的。将小时间常数v和电流内环等效时间常数3Ts合并得Tevv 3Ts。在不考虑负载电流Il扰动的情况下，经简化的电压环控制结构图如下图所示:U图4-7三相VSR电压外环控制简化结构图由于电压外环的主要作用是稳定整流器直流侧电压，因此，对系统进行设计时, 应着重考虑电压外环的抗干扰性能。此时，可按典型U型系统设计电压调节器。 由图4-7可得电压外环开环传递函数为：Wov s0.75KvP 1 TvsCdcTvsTev1(4-18)电压环中频宽hv为:

39、(4-19)由典型U型系统控制器参数整定关系得:0.75KvPhv 12hX(4-20)综合考虑电压外环控制系统的抗扰性和跟随性，工程上一般取中频宽hv 占 5，将hv 5代入式（4-20），可得电压外环PI调节参数为：I evTv 5TevKvp4Cdc5Tev(4-21)由上式得:Kvp4Cdc5TevKviKvpTv4Cdc25Tev(4-22)另外，当采用典型u型系统设计电压环时,电压环控制系统截止频率 c为:(4-23)11 12 tsTev当v Ts时，由式（4-19）可得:Tv 5hTev 5 v 3Ts20Ts(4-24)由式（4-23）和式（4-24）可得:(4-25)1 1

40、13c2 20Ts 4Ts20T；则电压环控制系统频带宽度fbv为：320Ts 20.024 fs(4-26)上式中，fs为PWM开关频率5仿真针对设计的控制器，在 MATLAB/Simulink中搭建仿真电路，检测控制器对 抑制扰动、提高输入输出电压电流的动静态性能的效果。仿真图如下：图5-1三相电压型PWM整流器的仿真结构图当三相VSR控制系统稳定运行时，输出直流侧电压的仿真波形如图5-2所示。图5-3给出了局部放大图，从图中可以看到直流电压的波动范围只有 ).5V， 达到了较好的稳压效果。no0O30 0.0 1 0.02 0.03 0.04 0 0 5 0.06 0.07 0.08 0

41、.09 0.1图5-2直流侧电压波形为了检验控制器对扰动抑制的作用，在t 0.1s时，将负载Rl的值增大，输 出电压的波形图5-4所示：图5-5为负载突减时直流电压（输出电压）波形:6005000.105400200100I hlI0 0.04 0.04 0.06 0.08 OJ 0.12 0J4 0.16 048 0.2图5-5突减负载时直流电压波形由图5-4和5-5看出，当整流器负载突增或突减时，输出电压的扰动并不大, 能稳定在期望值上，由此说明整个PWM整流系统对外界的扰动由良好的抑制作 用，达到了控制器设计效果。6 结束语本文开始指出三相 PWM 整流器研究和学习的意义和价值， 然后对

42、其在国内 外发展的状况进行了简单的介绍， 主要的内容集中在三相电压型 PWM 整流器系 统的建模， 分别建立了其在三相静止坐标系下的数学模型、 在两相静止坐标系下 的数学模型以及在两相同步旋转坐标系下的数学模型。 不仅复习了在课堂上学到 的知识，也对电力电子系统建模的方法更加了解。 接着根据设计要求： 抑制扰动， 提高输入输出电压电流的动静态性能， 对建好的数学模型进行控制器设计， 本文 采用电压、电流双闭环的方式对输出电压电流进行控制， 使得输出电压电流稳定， 并且具有抗扰动能力。 文章随后一部分给出了仿真实验， 并且根据仿真结果， 验 证了控制器的有效性。 感谢老师对学生们的指导， 使得我在这堂课上学到了很多 之前不太明白的知识，她生动的授课方式让我受益匪浅。