无线信道建模原理及SUI-3信道的MATlab仿真

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1、无线衰落信道及仿真无线衰落信道在无线移动信道中，信号从发射天线经过复杂的传播环境到达接收天线， 接收信号为各反射、 衍射和散射分量以及信道噪声的复合， 因而会产生严重的失 真。另外，移动信道中由于移动台运动或信道环境的改变会使信道特性随时间随 机变化，接收到的信号由于 Doppler 效应会产生更为严重的失真。信号在无线移动信道中传播，除了自由空间固有的传输损耗之外，还会由 于受到建筑物、地形等的阻挡而引起信号功率的衰减。除了这些衰减作用之外， 影响接收信号的主要因素包括：1 多径传播无线移动信道中，由于反射、散射等的影响，实际到达接收机的信号为发 射信号经过多个传播路径之后各分量的叠加。 不

2、同路径分量的幅度、 相位、到达 时间和入射角各不相同， 使接收到的复合信号在幅度和相位上都产生了严重的失 真。多径传播会引起信号在时间上的展宽，从而带来符号间的干扰（ ISI）。2 移动台的运动速度在无线移动系统中，需要使用很高的载波频率进行信号传送。如果移动台 相对于基站运动，由于各入射信号的入射角不相同，各路径分量受到不同的 Doppler 频率调制，使接收到的复合信号产生非线性失真。若所使用的载波频率 一定，移动台的移动速度越高， Doppler 频移对接收信号的影响就越严重。3 传播环境中物体的运动如果无线信道环境中存在运动的物体，会使到达接收天线的某些多径分量 随时间变化。如果移动物

3、体处于发射或接收天线附近且具有较高的速度，这时， 移动环境中运动物体引起的 Doppler 频移对信号的影响就必须加以考虑。4信号的物理带宽宽带信号和窄带信号在多径信道中的表现出不同的衰落特性。如果传送信 号的物理带宽比“信道带宽”（相干带宽）更宽，接收信号将产生失真。但如果 信号带宽比Doppler带宽大很多，信号对Doppler频移引起的失真将不敏感。如 果传送信号的物理带宽比信道带宽窄，则接收信号波形在时间上不会引起明显的 失真。但如果信号带宽窄到可以与 Doppler带宽相比拟时，信号对 Doppler频移 引起的失真将较为敏感。平衰落信道（多径传播，无附加时间扩展）传播特性与仿真模型

4、连续导频正弦波通过存在Doppler频移的快衰落信道假设基站使用一固定的垂直极化天线，移动台垂直于地面的接收天线接收 了来自N个入射方位角的电磁波，每一入射电磁波的方向、相位是随机的，并 假设每一入射波能量相同。图1给出了移动台入射角为:的一束平面波示意图。 实际上，如果移动台与基站之间不存在可视路径（LOS），则接收天线的每一入 射分量所经历的散射衰耗基本相同，等能量假设是合理的。设发射机发送一角频 率为的连续单频正弦信号s（t）二 Acos ot（ 1）设移动台相对于基站的运动速度为V，第n条入射电磁波与移动台运动方向 夹角为:n，则其Doppler频移为AVx图1移动台随机入射角平面波示

5、意图 - n = 2- fo COSJn = 2二fd COS ： n = dCOSn(2)c式中c为真空中光速，fd为最大Doppler频率偏移。该单频信号经过多径信 道到达移动台的接收收信号为Nr(t)二 A CnCOS( ytntn)二Tc(t)cos yt Ts(t)s in - -ot( 3)nd式中Tc(t)和Ts(t)分别为NTc(t)Cn COS( nt n)( 4)n 二NTs(t)二 A CnSi n(ntn)( 5)nVTc(t)和Ts (t)为二不相关的零均值高斯过程，并具有相同的功率谱密度。现 考察接收信号r(t)的功率谱密度。考虑r(t)的相关函数Rr(t,t) =

6、ETc(t)cos 说Ts(t)sin rtTc(t)cos (t )Ts(t)sin (t )=ETc(t)Tc(t)cos 0 cos 0(t ) ETs(t)Ts(t)sin 0 sin (t )二 RrH Jcos。(6)式中假定Tc(t)和Ts(t)都为平稳随机过程并具有相同的自相关函数。设随机信号 Tc(t)和Ts(t)的功率谱密度分别为Pc()和住()。对式(6)作傅立叶变换，可 得到信号r(t)的功率谱密度PrC )珂卩人(一 0)PfcC0)/2( 7)设接收天线的微小入射角d内入射功率为p()d ,天线方向增益为G(), 当入射波数N：时，接收功率可以表示为2 二Pr GG

7、(： )p(： )d：(8)而入射角频率4 GO 0 加ndcos_：i(9)从上式可见，从：和-：方向的入射波将产生相同的频移。另外，考虑信号 为实信号，其双边功率谱的正负边带关于纵轴对称，即Pr() = PrG，)，于是有1Pr( )|d，I Pr( ，)|d，| =GoG(： )p(： )|d： I G(_： )p(_： ) |d： |( 10)2 二由式(9)得到 | d，|- .d | _sin 二 | d二 |，采用 /4 天线(G(_：J = 1.5 )并假定各方向入射功率相等p(o()=1/2兀)。令G=1，并注意到功率谱正负频域的对称性，可得 -0 2 1.5/国d 1-()

8、2，R叽十时02Prg)才1.5/叽1一()2，0，| -0 |- dI八讥|一 d其他(11)比较式(7)和(11)可以得到Tc(t)和Ts(t)的功率谱灼23.0/ d 1-() ，| |dV国d其他(12)0,(2)复模型(基带等效模型)的构造I(t)和Q(t)分别为发送信号的同行和正交分量对于 l(t)coswct -Q(t)sinwct=Rel(t) jQ (t)coswct jsin Wct二 Re2*gl(t)jQ(t)ejWct21其中包络为|(t) jQ(t)，2对于I(t)根据：f(t) = Re2(t)ejWct则(t)为包络6-(W叫g(t)Ts (t)coswc t

9、+ .jTc2(t)+Tc2(t)Tcsinwctri (t) =A Cn cos(Wct Wntn)l(t)n 4NN= ACn co sWntn)co Wct _ ACn si nvn n)si nWctI (t)ngnJ二Tc(t)co Wet -Ts(t)si rwctl (t)NN其中：Tc(t) = ACncos(wnr n)Ts(t) = ACnsin(w.t)n 4n 4对于Q(t)NQ(t)二A、Cn si n( WctWntn)Q(t)心NN= ACn CO sWntn)si rwct ACn Si nWntn)CO WctQ(t)n an=1二 Q(t)Ts(t)co W

10、et Tc(t)si nWctNN其中：Tc(t)二卜 ACnCOS(Wnt n)T$(t)ACn sin(W.tn)n n吕ri (t) _ g (t) = Tc(t) coswet _ Ts(t) sin Wctl (t)-Ts (t) coswct Tc(t)sinWctQ(t)-.T。(t) +Ts(片占。2(+丁。2(Tc (t)coswct _ f Ts(t)sin wct I (t)Tc2 (t)Tc2 (t)7#二、Tc2(t) T 2(t) cos Wet： (t) I (t)-Tc2(t) Ts2(t)sinWct(t)Q(t)其中：DlC)曲：T；(t)8二c2(t) T

11、s2(t)l(t)cosWct一 .T；(t)Ts2(t)Q(t)sinWct(t)二 Re ： Tc2(t) Ts2(t)l(t) jQ(t) tcos Wct + 申(t)】+ j sin Uct：(t)=Re2*2jTj(t)+Ts2(t) J (t)十 jQ (t) e(t)ejwctA 包络为2 口)MijQ。)=2 Jc2(t) Ts2(t)bos (t) jsin :(t)llj(tr jQ(t)l1 = -Tc(t) jTs(t川(t) jQ(t)l2可用下图描述:21(tr jQ(t)lA2Tc(t) jTs(t)1单延迟、多径衰落Tc (t)和Ts (t)均为实信号，二者功

12、率谱相同，hD (t)为多普勒滤波器SUI信道Sta ndfrod Un iversityl nterim （SUI） cha nnel modelsA类地形：中高密林山地（高损耗）B类地形：低密林山地（中损耗）C类地形：低密林（近乎）平地（低损耗）地形类型SUI模型CSUI-1 , SUI-2BSUI-3, SUI-4ASUI-5, SUI-6SUI-1,2多普勒频移低时间扩展小C地形（低密林近平地）SUI-3多普勒频移低时间扩展小B地形（低密林山地）SUI-4多普勒频移高时间扩展中等B地形（低密林山地）SUI-5多普勒频移低时间扩展大A地形（中高密林山地）SUI-6多普勒频移高时间扩展大A

13、地形（中高密林山地）信道仿真10S()cn( 0, ；-0)hDi(n)Fnorm /F = 10/20Fcn( o, -12)IWn)CN( 0, c-2)独立复高斯 白噪声源hD3(n)Doppler filtermo经大尺度衰落SUI-3信道SUI - 3 ChnuuelTap 1Tnp 2Tnp 3I”1加Delay00.51RSPonei omni ant.)0-5-10dBK Factor (amni aut)100Pttwer (30 ant)0-11-22dBK Factor (JO0 nut.300Dopplei0.40.40.4HzAntenna Cnrrelation：P

14、ent - 0 .4Gain ReUiKtioi FaHor：GRf = 3dBNot inMizntiOH FacToi:F = -1.5113 dB. rJ0- = -0 3573 dB附：SUI-3信道仿真的MATLAB程序close all;clear all;N=10000; %number of independent realizationOR=4; %observation rate in HzM=256; %number of taps of the Doppler filterDop_res=0.1; %Doppler resolution of SUI parameter

15、 in Hz(used in resampling-process)res_accu=20; %accuracy of resamplingP=0 -5 -10; %power in each tap in dBK=1 0 0; %Reciean K-factor in linear scale tau=0.0 0.5 1.0; %tap delay in usDop=0.4 0.4 0.4; %Doppler maximal frequency parameter in Hz ant_corr=0.4; %antenna correlation (envelope correlation c

16、oefficient) Fnorm=-1.5113; %gain normalizationP=104(P/10); %calculate lin ear power s2=P./(K+1); %calculate varia nee高斯分布的方差， m2=P.*(K./(K+1); %calculate con sta nt power 直流功率，均值的平方 m=sqrt(m2);高斯分布的均值%Addition info:RMS delay spreadrmsdel= sqrt( sum(P.*(tau.A2)/sum(P) -( sum(P.*tau)/sum(P)A2 ); fprin

17、tf(rms delay spread %6.3f usn,rmsdel);%Now we create the Ricean channel coefficients with the specified powers L=length(P);paths_r=sqrt(1/2) *(randn(L,N)+j*randn(L,N) .*(sqrt(s2)*ones(1,N); paths_c=m*ones(1,N);for p=1:LD=Dop(p)/max(Dop)/2; %normalize to highest Doppler,为何除以 2,因为 功率谱密度对称，正负频率相同f0=0:M

18、*D/(M*D);%frequency vector,此处因为：1-0.72(+0.785K|1PSD=0.785*f0.A4-1.72*f0.A2+1.0;filt= PSD(1:end-1) zeros(1,M-2*M*D) PSD(end:-1:2);%S(f)，前面正频率，后面负频率filt=sqrt(filt); filt=ifftshift(ifft(filt);filt=real(filt);%from S(f) to |H(f)|%get impulse resp onse%want a real-valued filterfilt=filt/sqrt(sum(filt.A2)

19、; %normalize filter path=fftfilt(filt, paths_r(p,:) zeros(1,M); paths_r(p,:)=path(1+M/2:e nd-M/2);end;paths=paths_ 叶paths_c;paths=paths*10A(F no rm/20); %Multiply all coefficie nts with F%Additi onal In fo:average total tap powerPest=mea n(abs(paths).A2,2);fprintf(tap mean power level:%0.2f dBn,10*l

20、og10(Pest);%Additi onal In fo:spectral power distributio n %figure,psd(paths(1,:),512,max(Dop); figure,psd(paths(1,:),512,2*max(Dop) ); %should be 2 times max(Dop)SR=max(Dop)*2; %implicit sample rate m=lcm(SR/Dop_res,OR/Dop_res); P=m/SR*Dop_res; %find nomin atorQ=m/OR*Dop_res; %find denomin ator pat

21、h_OR=zeros(L,ceil(N*P/Q); %create new array for p=1:Lpaths_OR(p,:)=resample(paths(p,:),P,Q,res_accu);end;lhijipJrr S#ctrutnFollowioE the RAhhu power 平octral dcaiiy (PSD) model in COST 27 IR, vrt： deflnr catTfrand fixed Doppler sptcrniLu couipODeniSr En fixtd wirel&s chauuth the Dopplei PSD of (lie 锐

22、我 iter (variable) contpOLKiit is iuftiutr distributed arouixi f = 0 Hr Fig- Sa). Tk liapc of the ip er hum 15 tlicrcfciTC diOaxnt tEmn tlic claiiMcal Jakcs、pgtmiu for rnobik EbMukrh A louudcd Jup亡 as slwwi tu Fig l.hi Ik ul o itiutgli nppioxiinanou to The Dcpplei PSD wlncb 】跻(he adynne thnT it isren

23、dily available inmosr exislwmdio 白珂iieixy (Rf) chmiiiel smiulafors 17. trefin be apj?ruxiiiiiilcd by:Tlie fuuditMi i jr- i HiHL R-i :起d by a uuniiumu Dvptpkf &queucy 臨 Alieruetiwly the -3dB point can be 1 国edM a pmiTHtcj . ivkk f l.旧 be rcltcii to tw ciiue rlic above cquHrion, Mcasui chkhts at 2 S G

24、Hr t 口ikr fi cqncuty、hmv owxunmii f .jdB values of 2 Hz A bener 克pprwamiiTion oi tixed wnclc$ PSD 也阿疋 are cJow to exponeiifiiJ tlincrioiis |4J Wind peed cenibnied wilb (trctsk earner frequency, and iraflic iiiniiaKC tht Doppler spectrum The PSD fhudmi of the fixed couroneni is a Dine mpule t f= 0 Hz.14