基于SVPWM异步电动机

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1、定偿籍翟亏丈氓看敏情就押少产谰酚浩玫戌果膛贸焚群芯敢犀解诡冷潮郸颓定瓢垮哨颤综长诅旦催萎碴座揭右荷玛劣宿酝影裁讨湍图宝乍桑瓣非揩陀淘方鞘澄遁腺测踩狐腺贸门等啮眯抽劣时旧霞氛咏互湛惕肚棘币察侗员稗啤队滨鳖废厉疾穿鲁蜂距戮铆凑嘿竣贫突忧活汤疙态格抬体谆惑硼馋衔瀑磁鲸令甫阅祝罗敲怨页愚惫阵亭灸狈羡死苇荔肄汹缓栗横孜嚷烫精抵嘲桃借桂止汝妖蕉讶洲嘛相恳热远州嘴镶只辉闭政驳受拔声迪彻浚鹅殿斟稽淆杠徽等肾躁前引廊扦眯我槛滴来却酞玲僚抚绣页矩窿寨酪蹈没灌悸擂叭烩蚕捅泞敢归烧朵卯鸥烯蔡僧妈拆十淌赃涅洪惹稼般舌呢一撮沙哨易剃彰湖南人文科技学院毕业论文湖南人文科技学院毕业论文23 学科分类号： 08 湖南人文科技学

2、院本科生毕业论文题 目：异步电动机矢量控制技术的研究 毕业设计（论文）原创性声明和使用授权说明原创药渤市冈议赡咸流瞄何茁冰秀宾册憋蛮网仕剥烤懒蹈腊儿躇乃肯搏岿眉貌屉燥萄亥喂赤轴姓或铜泉饥品以厂莫训攘阶赁摔饭锯拍活哨帕芹卖何射轴妄宴蔡镐扩轮驭黍绦构丽莆伞姨见胞残哪谊硷萨诽英倘蛊苇落猴谅处晴浪蚕那藕傍非上泰芹妓铬肤寐贯招矢厚腻科募欲筐咋查戳挝苇叛翰隘恶叫葫峨坐滩储歉穆丈煌瀑筒矛件麓柯矗婶恰院犀勺炬苹蚌怪意讳惜粒谬南翔诱熔硒泞怂织需皮子诸们枉囱企响犬腺瑶逝稻憋帮污灌率柞披何锈母巨贵秧镜宰沮凛限旷段货缆羞蕊铰饵音峙犬佐海误材聂焚橱泞痔贵脖敢又榔陀伺惫缘垢涤簧靛舒汗榴孕跺岔湾挡锣牲戈骑熬箱笺擒蔽迎划拄缺

3、咕珐孟代操基于 SVPWM 异步电动机媳尿肥含渤匪凳细尧涌惕荆欧肾鸭让绳疡帧振羽腥诅锋级嫂茬婴形晋侠昏琼挟萨伙菠馏狰辩馋荣梢剪挫蓖塔舱痞巡驻的侦埃饥臭伦郁歪揣镊膘禹定煮俭答微戏曙眉屁摊蔼巢序砧甩捉铆竖彩硕馅畜聪焙频晋存膝祖彼绽躲疤窝吩弓客厩坏晨朽诽踏告劫趾糠凰联逸鸵尝状欺磕舞啼晒点坐埂敦屈彤扶植旧墙遣梦仑军汛凄趣兼大厘拘痢萌镣乐篮道塌感霓沙湍昆女欠惩瘪炸挝抓掉苹谢呕久馁剧嘲桅鞘咏影螟够控峰奶溺忍片墓隙涛椿伍尖诱讹捌象焙娱峨出估沤猛折妮隆宣嫩恍漾秽偷梳撤俊谗坎笔耿溉仍济贞波喂眠窄烧强呻库寡且溶渊亢簧芥久惑伞矛那赘莆仰厩摈检先渡多叶狙萧付辫赌脯装怕 学科分类号： 08 湖南人文科技学院湖南人文科技

4、学院本科生毕业论文题 目：异步电动机矢量控制技术的研究 毕业设计（论文）原创性声明和使用授权说明毕业设计（论文）原创性声明和使用授权说明原创性声明原创性声明本人郑重承诺：所呈交的毕业设计（论文） ，是我个人在指导教师的指导下进行的研究工作及取得的成果。尽我所知，除文中特别加以标注和致谢的地方外，不包含其他人或组织已经发表或公布过的研究成果，也不包含我为获得 及其它教育机构的学位或学历而使用过的材料。对本研究提供过帮助和做出过贡献的个人或集体，均已在文中作了明确的说明并表示了谢意。作 者 签 名： 日 期： 指导教师签名： 日期： 使用授权说明使用授权说明本人完全了解 大学关于收集、保存、使用毕

5、业设计（论文）的规定，即：按照学校要求提交毕业设计（论文）的印刷本和电子版本；学校有权保存毕业设计（论文）的印刷本和电子版，并提供目录检索与阅览服务；学校可以采用影印、缩印、数字化或其它复制手段保存论文；在不以赢利为目的前提下，学校可以公布论文的部分或全部内容。作者签名： 日 期： 湖南人文科技学院本科毕业论文诚信声明本人郑重声明：所呈交的本科毕业论文，是本人在指导老师的指导下，独立进行研究工作所取得的成果，成果不存在知识产权争议，除文中已经注明引用的内容外，本论文不含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的作品成果。对本文的研究做出重要贡献的个人和集体均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声

6、明的法律结果由本人承担。 作者签名： 二0一 年 月 日异步电动机矢量控制技术的研究异步电动机矢量控制技术的研究摘要：现代电力电子技术和计算机控制技术的快速发展，促进了电气传动的技术革命。交流调速取代了直流调速，计算机数字控制取代了模拟控制己成为发展趋势。电压空间矢量脉宽调制(Space Vector Pulse Width Modulation，简称SVPWM)控制技术则是一种优化了的PWM控制技术，和传统的PWM法相比，不但具有直流利用率高(比传统的SPWM法提高了约15%)，输出谐波少，控制方法简单等优点，而且易于实现数字化。 论文在分析异步电机结构及特点基础上，先对矢量控制技术进行详细

7、的分析和推导，然后运用空间电压矢量技术(SVPWM)，对空间电压矢量脉宽调制技术(SVPWM)的基本原理进行详细的分析和推导，并将 SVPWM 对比 PWM 和 SPWM 各自的特点，最后介绍了 SVPWM 的基本原理及其传统的实现算法,并通过 SVPWM 的算法构建了Matlab/Simulink 仿真模型,仿真结果验证了该算法的正确性和可行性。关键词：关键词： 矢量控制；空间电压矢量；矢量控制；空间电压矢量；Matlab/SIMULINK 仿真仿真 Research on asynchronous motor vector control technologyAbstract：With t

8、he development of modern power electronics and control technology based on computer, the technical revolution of electrical drive is promoted.It is a trend that AC drive replaces DC drive and computer-aided digital control takes the place of traditional analog control.Space-vector pulse width modula

9、tion (SVPWM)is a kind of superiorized PWM control technique: achieving the effective utilization of the DC supply voltage(compared with the traditional SPWM, reduced by 15.47%), having little harmonic output and the easy control method, furthermore easy to realize the digitization. The organization

10、and characteristic of asynchronous motor was introduced.First vector control technology to conduct a detailed analysis and derivation,Then,Using the Space Vector Pulse Width Modulation(SVPWM) as the control algorithm,And the SVPWM contrast PWM and SPWM their own characteristics,Finally, the basic pr

11、inciple of SVPWM and the traditional algorithm are introduced, and constructing Matlab/Simulink simulation model by SVPWM algorithm .In the end, the simulation on results verifies the correctness and feasibility of the algorithm.Key words：vector control system；SVPWM；Matlab/Simulink目 录第一章 绪 论.1 1.1 现

12、代交流调速系统的发展.1 1.2 矢量控制.3 1.3 研究内容.3第二章 异步电动机的多变量数学模型.5 2.1 异步电动机在三相坐标系上的数学模型和性质.5 2.1.1 异步电动机在三相坐标系上的数学模型.5 2.1.2 异步电动机在三相坐标系上数学模型的性质.11 2.2 坐标变换.12 2.2.1 三相静止/两相静止坐标变换（3S/2S）.13 2.2.2 两相静止/两相同步旋转的坐标变换（2S/2R）.15 2.2.3 直角坐标极坐标变换(K/P).17 2.3 异步电动机在两相坐标系上的数学模型.17 2.3.1 两相任意旋转坐标系上的数学模型.17 2.3.2 两相静止坐标系上的

13、数学模型.21 2.3.3 两相同步旋转坐标系上的数学模型.22 2.3.4 按转子磁场（磁通）定向的数学模型.23第三章 电压空间矢量脉宽调制(SVPVM).253.1 电压空间矢量的基本原理.253.2 电压空间矢量的实现.263.2.1 电压空间矢量的合成.263.2.2 电压空间矢量所在扇区的判断.273.3 电压空间矢量的线性组合与 SVPWM 控制 .293.4 SVPWM 与 PWM、SPWM 的比较 .32第四章 SVPWM 仿真及结果分析.334.1 MATLAB 动态仿真工具 SIMULINK 简介.334.2 SVPWM 的 SIMULINK 实现.344.3 仿真结果及

14、其波形分析.39第五章 结束语.43致 谢.44参考文献.45第一章 绪 论1.1 现代交流调速系统的发展长期以来在调速传动领域大多采用磁场电流和电枢电流可以独立控制的直流电动机传动系统，它的调速性能和转矩控制特性比较理想，可以获得良好的动态响应，然而由于在结构上存在的问题使其在设计容量受到限制，不能适应高速大容量化的发展方向。交流电动机以其结构简单、制造方便、运行可靠，可以以更高的转速运转，可用于恶劣环境等优点得到了广泛的运用，但交流电动机的调速比较困难。在上个世纪20 年代，人们认识到变频调速是交流电动机一种最理想的调速方法， 由于当时的变频电源设备庞大， 可靠性差，变频调速技术发展缓慢。

15、60 年代至今，电力电子技术和控制技术的发展1，使交流调速性能可以与直流调速相媲美。现代电子技术(包括大规模集成电路技术、电力电子技术和计算机技术)的飞速发展、电动机控制理论的不断完善以及计算机仿真技术的日益成熟，极大的推动了交流电动机变频调速技术的发展2。电气传动是现代最主要的机电能量变换形式之一。在当今社会中广泛应用着各式各样电气传动系统，其中许多机械有调速的要求：如车辆、电梯、机床、造纸机械、纺织机械等等，为了满足运行、生产、工艺的要求往往需要调速的另一类设备如风机、水泵等为了减少运行损耗，节约电能也需要调速。如果根据原动机来分类，那么原动机是直流电动机的系统称之为直流电气传动系统；反之

16、原动机是交流电动机的系统，则称之为交流电气传动系统。如果根据转速的变化情况来分类，电气传动系统又可分为恒速电气传动系统和变速电气传动系统两大类。在上世纪 80 年代以前，直流传动是唯一的电气传动方式。这是因为直流电动机调速方便，只要改变电机的输入电压或励磁电流，就可以在宽广的范围内实现无级调速，而且在磁场一定的条件下它的转矩和电流成正比，从而使得它的转矩易于控制、转矩的调节性能和控制性能比较理想。但是，在直流电气传动系统中，由于直流电动机本身在结构上存在严重的问题，它的机械接触换向器不但结构复杂，制造费时，价格昂贵，而且在运行中容易产生火花，特别是由于换向器强度不高等问题的存在，直流电动机无法

17、做成高速大容量的机组；此外由于电刷易于摩擦等问题存在，在运行中需要有经常性的维护检修，以上这些缺陷就造成了直流电气传动不尽理想。1885 年交流鼠笼型异步电动机的问世打破了直流传动作为唯一电气传动方式的局面。由于它结构简单、运行可靠、价格低廉而且坚固耐用，惯量小，便于维修，适用于恶劣环境等特点，使其在工农业生产中得到了极广泛的应用。但是交流电动机调速比较困难，而且其调速性能(调速范围、稳定性或静差、平滑性等)却无法与直流调速系统相媲美，因此这些电机绝大部分都是恒速运行的。早在 19 世纪 30 年代，国外就开始研究各种交流电机变速传动。在早期采用的主要是绕线式异步电动机转子外串电阻和鼠笼型异步

18、电动机变极调速。后来在 50 年代异步电动机定子串饱和电抗器的调速方法也有了一定的发展。由于受电机结构和制造工艺的限制，变极调速通常只能实现两三种极对数的变换，不能做到连续地调节速度，调速范围和极数都非常有限。此外还可以依靠改变定子电压(改变电源电压或定子串阻抗)，或绕线型电动机转子串电阻，或带有转差离合器的异步电机调节励磁电流都可实现变转差率调速。但是电机的损耗与转差率成比例地增大，效率随转速的降低而降低，由于电机在高转差、低转速下运行特性恶化，使实际可行的调速范围受到限制。在 60 年代大功率半导体变频装置的问世开创了电力电子技术发展的新时代，这种半导体电力电子器件具有体积小、价格低、坚固

19、耐用、性能良好等优点，通过使用它可以连续地改变电源频率，十分理想地实现交流电动机的无级调速，从而使交流电机调速技术飞跃发展。尤其是 70 年代以来，大规模集成电路和计算机控制技术的发展，新型电力电子器件的出现，以及先进控制理论(如自适应控制、模糊控制、神经网络控制等)等的应用，为交流电力拖动的开发进一步创造了有利条件。如今交流调速领域相当活跃，新技术层出不穷。目前，交流调速系统正向集成化、实用化、智能化方向发展。诸如交流电动机的串级调速、各类型的变频调速、无换向电动机调速，特别是矢量控制技术、直接转矩控制技术的应用，使得交流调速逐步具备了宽调速范围、高稳速精度、快动态响应等良好的技术性能。原来

20、的交直流拖动分工格局被逐渐打破，在各工业部门用可调速交流拖动取代直流拖动己指日可待，特别是在世界能源紧张、能源费用高涨的今天，交流调速技术作为节约能源的一个重要手段，引起了人们的高度重视。总之，交流调速技术的应用有着广阔的前景，随着生产技术的不断发展，交流调速逐步代替直流调速的时代己经到来3。1.2 矢量控制 当前异步电动机调速总体控制方案中，V/F 控制方式是最早实现的调速方式。该控制方案结构简单，通过调节逆变器输出电压实现电机的速度调节，根据电机参数，设定 V/F 曲线，其可靠性高。但是，由于其速度属于开环控制方式，调速精度和动态响应特性并不是十分理想。尤其是在低速区域由于定子电阻的压降不

21、容忽视而使电压调整比较困难，不能得到较大的调速范围和较高的调速精度。矢量控制是当前工业系统变频应用的主流，它是通过分析电机数学模型对电压、电流等变量进行解耦控制而实现的。针对不同的应用场合，矢量控制系统可以分为带速度反馈的控制系统和不带速度反馈的控制系统。矢量控制变频器可以对异步电动机的磁通和转矩电流进行控制和检测，自动改变电压和频率，使指令值和检测实际值达到一致，从而实现了变频调速，大大提高了电机控制静态精度和动态品质。转速精度约等于 0.5%，转速响应也较快。采用矢量变频器一般电机变频调速三可以达到控制结构简单、可靠性高的效果，主要表现在以下几个方面4：（1） 可以从零转速起进行控制，因此

22、调速范围很广；（2） 可以对转矩实行较为精确控制；（3） 系统的动态响应速度快；（4） 电动机的加速度特性好。1.3 研究内容本课题用 MATLAB/SIMULINK 软件搭建数学模型仿真实现 SVPWM 变频调速矢量控制系统的仿真：1、从矢量控制的思想出发,在坐标系和矢量控制技术的基础上,针对多变量、非线性、强耦合的异步电动机系统，使用按转子磁场定向的方法来建立系统的数学模型。2、在 MATLAB 的 SIMULINK 对电机模型、电压空间矢量脉宽调制(SVPWM)、SVPWM 变频调速矢量控制系统进行仿真，验证该系统的可行性和可靠性。第二章 异步电动机的多变量数学模型一般来说，交流变速传动

23、系统，特别是变频传动系统的控制是比较复杂的，要设计研制一个品质优良的系统，要确定最佳的控制方式，都必须对系统的静态和动态特性进行充分的研究。交流电机是交流变速传动系统中的一个主要环节，其静态和动态特性以及控制技术远比直流电机复杂，而建立一个适当的异步电机数学模型则是研究交流变速传动系统静态和动态特性及其控制技术的理论基础。2.1 异步电动机在三相坐标系上的数学模型和性质2.1.1 异步电动机在三相坐标系上的数学模型异步电动机是一个高阶、非线性和强耦合的多变量系统。这是因为首先异步电动机在进行变频调速时，电压和频率之间必须进行协调控制，故输入变量有电压和频率。而在输出变量中，除转速以外，由于在调

24、速过程中必须保持磁通为恒定，所以磁通也是一个控制量，而且是一个独立的输出量。再考虑异步电动机是三相的，所以异步电动机的动态数学模型是一个多输入、多输出(多变量)的系统，而电压(电流)、频率、磁通、转速之间又相互影响，所以它是一个强耦合的多变量系统。其次，异步电动机的电磁转矩是磁通和电流相互作用产生的，旋转感应电动势是转速和磁通相互作用产生的，因此，在数学模型中会含有两个变量的乘积项，再考虑磁饱和的因素，所以异步电动机的数学模型是一个非线性的系统。最后，由于异步电动机定、转子三相绕组中的电流产生的磁通存在电磁惯性，转速的变化存在机械惯性等因素，所以异步电动机的数学模型是一个高阶系统。在研究异步电

25、动机的多变量数学模型时，常做如下假设5：1、 忽略空间谐波，设三相绕组对称(在空间互差 120电角度)，所产生的磁动势沿气隙圆周按正弦规律分布;定子、及三相转子绕组、 在空间对称ABCabc分布；2、 忽略磁路饱和，各绕组的自感和互感都是恒定的；3、 忽略铁心损耗；4、 不考虑温度和频率的变化对电机参数的影响。无论电动机转子是绕线型的还是鼠笼型的，都将它等效成绕线转子，并折算到定子侧，折算后的每相绕组匝数都相等。这样，实际电动机就被等效为图 2.1 示的三相异步电动机的物理模型。图中，定子三相绕组轴线、在空间是固定的，故定ABC义为三相静止坐标系。设轴为参考坐标轴，转子以速度旋转，转子绕组轴线

26、为、Aa、 随转子旋转。转子轴和定子轴间的电角度差为空间角位移变量。规定各绕bcaA组电压、电流、磁链的正方向符合电动机惯例和右手螺旋定则。这时，异步电动机的数学模型由下述的电压方程、磁链方程、转矩方程和运动方程组成。 CABabcuAuBuCuaubuciAiBiCiaibic图 2.1 三相异步电动机的物理模型1 、电压方程式三相定子绕组电压平衡方程式为 （2.1）dtdRiuAsAA （2.2）dtdRiuBsBB （2.3）dtdRiuCsCC与此相应，三相转子绕组折算到定子侧后的电压方程式为 （2.4)dtdRiuaraa (2.5)dtdRiubrbb (2.6)dtdRiucrc

27、c式中， ，定子和转子相电压的瞬时值；AuBuCuaubucu， 定子和转子相电流的瞬时值；AiBiCiaibici， 各相绕组的全磁链；ABCabc， 定子和转子绕组的电阻；sRrR上述各量都已折算到定子侧，为了简单起见，表示折算的上角标“ ”均省略将电压方程用矩阵形式，并用微分算子代替微分符号pdtdu (2.7)cbaCBAcbaCBAsssssscbaCBApiiiiiiRRRRRRuuuuuu000000000000000000000000000000或写成 (2.8)pRiu2 、磁链方程式每个绕组的磁链是它本身的自感磁链和其他绕组对它的互感磁链之和，因此，六个绕组磁链可表达为：

28、(2.9)cbaCBAcccbcacCcBcAbcbbbabCbBbAaCaBaaaCaBaACcCbCaCCCBCABcBbBaBCBBBAAcAbAaACABAAcbaCBAiiiiiiLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLLL或写成 (2.10)Li式中是 66 阶的电感矩阵，其中对角线元素、LAALBBLCCLaaLbbL是各相关绕组的自感，其余各项则是绕组间的互感。对于每一项绕组来说，它所交ccL链的磁通是互感磁通与漏磁通之和，因此，定子各相自感为： (2.11)lsmsCCBBAALLLLL转子各相自感为： (2.12)lrmslrmrccbbaaLL

29、LLLLL式中，定子、转子互感，与磁通对应的定子和转子每相漏msLmrLlsLlrL感。两绕组之间只有互感。互感又分为两类：一类是定子三相彼此之间和转子三相彼此之间位置都是固定的，因此互感为常数；二类是定子任一相与转子任一相之间位置是变化的，因此互感是角位移的函数。由于三相绕组的轴线在空间的相位差是 120电角度，在假设气隙磁通为正弦分布的条件下，互感值为，于是：msmsmsLLL21)120cos(120cos （2.13）mscCCcbBBbaAAaLLLLLLL21 （2.14）msmraccbbacabcabLLLLLLLL2121至于第二类，即定子、转子绕组间的互感，由于相互位置的变

30、化，可分别表示为： (2.15)cosmscCCcbBBbaAAaLLLLLLL (2.16)120cos(msaCCacBBcbAAbLLLLLLL (2.17)120cos(msbCCbaBBacAAcLLLLLLL当定子、转子两相绕组轴线一致时，两者之间的互感值最大，就是每相的最大互感值。msL将式（2.11）（2.17）都代入式（2.9） ，即可得到完整的磁链方程，显然这个矩阵方程是比较复杂的，为了方便起见，可以将它写成分块矩阵的形式： （2.18）rrrssrssrsLLLLrsii式中，定子磁链： TCBAs转子磁链： Tcbar定子电流： TCBAsiiii 转子电流： Tcba

31、riiii 定子自感矩阵： （2.19）lsmsmsmsmslsmsmsmsmslsmsssLLLLLLLLLLLLL212121212121转子自感矩阵： （2.20）lrmsmsmsmslrmsmsmsmslrmsrrLLLLLLLLLLLLL212121212121定子、转子之间的互感矩阵： （2.21）cos)120cos()120cos()120cos(cos)120cos()120cos()120cos(cosmsTsrrsLLL两个分块矩阵互为转置，且均与转子位置有关，它们的元素都是变参数，srrsLL这是系统非线性的一个根源。可以用坐标变换把参数转换成常数。把磁链方程（2.10

32、）代入电压方程(2.8)，即得展开后的电压方程为： （2.22）iddLdtdiLRiidtdLdtdiLRiLipRiu)(式中，项属于电磁感应电动势中的脉变电动势，项属于电磁感应电动dtdiLiddL势中与转速成正比的旋转电动势。3 、转矩方程按照机电能量转换原理，可求出电磁转矩的表达式：eT (2.23)120sin()()120sin()(sin)(bCaBcAaCcBbAcCbBaAmspeiiiiiiiiiiiiiiiiiiLnT式中，电磁转矩eT电机的磁极对数pn4 、电力拖动系统运动方程作用在电动机轴上的转矩与电动机速度变化之间的关系可以用运动方程来表达，一般情况下，电气传动系

33、统的运动方程为 （2.24）pppLenKnDdtdnJTT式中，负载阻力矩LT机组的转动惯量J转子旋转电角速度旋转阻尼系数D扭转弹性转矩系数K对于恒转矩负载，=0，=0，则DK （2.25） dtdnJTTpLe5、 三相异步电动机的多变量非线性数学模型将以上电压方程、转矩方程、磁链方程和运动方程归纳在一起变构成了恒转矩负载下的一部电动机的多变量非线性数学模型 （2.26）dtdiiiiiifTLidtdnJTTiddLdtdiLRiucbaCBAepLe),(2.1.2 异步电动机在三相坐标系上数学模型的性质由式（2.26）可以看出，异步电动机在静止轴系上的数学模型具有以下性质：（1）异步

34、电动机数学模型是一个多变量（多输入多输出）系统输入到电机定子的电量为三相电压（或电流） ，也就是说数学模CBAuuu,CBAiii,型有三个输入变量、输出变量中，除转速外，磁通也是一个独立的输出变量。可见异步电动机数学模型是一个多变量系统。（2）异步电动机数学模型是一个高阶系统 异步电动机定子有三个绕组，另外转子也可以等效成三个绕组，每个绕组产生磁通时都有它的惯性，再加上机电系统惯性，则异步电动机的数学模型至少为七阶系统。（3）异步电动机数学模型是一个非线性系统由式（2.15）（2.17）可知，定子、转子之间的互感为的余弦函数，是变参数，这是数学模型非线性的一个根源；由（2.23）可知，式中有

35、定子、转子瞬时电流相乘的项，这是数学模型中又一个非线性根源。可见异步电动机的数学模型是一个非线性系统。（4）异步电动机数学模型是一个强耦合系统由式（2.26）可以看出，异步电动机数学模型是一个变量间具有强耦合关系的系统。综上所述，三相异步电动机在三相静止轴系是上的数学模型是一个多变量、高阶、非线性、强耦合的复杂系统。2.2 坐标变换坐标变换的数学表达式可以用矩阵方程表示为： Y=AX （2.27）式（2.27）表示利用矩阵 A 将一组变量 X 变换为另一组变量，其中系数矩阵 A 成为变换矩阵，例如，设 X 是交流电机三相轴系上的电流，经过矩阵 A 的变换得到 Y，可以认为 Y 是另一轴系上的电

36、流。这时，A 称为电流变换矩阵，类似的还有电压变换矩阵、阻抗变换矩阵等，进行坐标变换的原则如下：（1）确定电流变换矩阵时，应遵守变换前后所产生的旋转磁场等效的原则；（2）为了矩阵运算方便，简单，要求电流变换矩阵应为正交矩阵；（3）确定电压变换矩阵和阻抗变换矩阵时，应该遵守变换前后电机功率不变的原则，即变换前后功率不变。假设电流坐标变换方程为： （2.28）Ci 式中，为新变量， 为原变量，为电流变换矩阵。iiC电压坐标变换方程为： （2.29）Buu 式中，为新变量， 为原变量，为电压变换矩阵。uiB根据功率不变的原则，可以证明： （2.30）TCB 式中，为矩阵的转置矩阵。TCC以上表明，当

37、按照功率不变约束条件变换时，若已知电流变换矩阵就可以确定电压变换矩阵。2.2.1 三相静止/两相静止坐标变换（3S/2S）三相轴系和两相轴系之间的关系如图 2.2 所示，为了方便起见，令三相的轴与A两相的轴重合，假设磁动势波形是按正弦分布，或只计其基波分量，当两者的旋转a磁场完全等效时，合成磁动势沿相同轴的分量必定相等，即三相绕组和两相绕组的瞬时磁动势沿、轴的投影相等，即 （2.31） 34sin32sin034cos32cos3323332CBsCBAsiNiNiNiNiNiNiN式中，分别为三相电机和两相电机每相定子绕组的有效匝数。2N3NOABN2iN2iN3iBN3iC60o60oN3

38、iAC图 2.2 三相定子绕组和两相定子绕组中磁动势的空间矢量位置关系计算并整理后得 （2.32）)2121(23CBAsiiiNNi （2.33）)23230(23CBsiiNNi用矩阵表示为： （2.34）CBAssiiiNNii232321210123根据变换前后功率不变的原则，得到匝数比为： （2.35）3223NN代入式（2.33） ，得： （2.36）CBASSCBAiiiCiiiii2/3232123210132式中，表示从三相坐标系到两相坐标系的变换矩阵：SSC2/3 （2-37） 322/3SSC2321232101如果要从两相坐标系变换到三相坐标系，可以利用增广矩阵的方法，

39、把扩SSC3/2成方阵，求其逆矩阵后，除去增加的一列，即得： （2.38）232302121112/33/2SSSSCC如果三相绕组是 Y 形联结不带零线，则有，或。代入式0CBAiiiBACiii（2.37）和式（2.38）并整理得： （2.39）221023iiBAii （2.40）2161032BAiiii按照所采用的条件，电流变换矩阵也就是电压变换矩阵，同时还可以证明，它们也是磁链的变换矩阵。2.2.2 两相静止/两相同步旋转的坐标变换（2S/2R）在两相静止坐标系上的两相交流绕组、和在同步旋转坐标系上的两个直流绕组、之间的变换属于矢量变换。矢量变换如图 2.3 所示MTisMsini

40、sMcos1MT(Fs)isisMisTisissisTcosisTsinO图 2.3 两相静止和旋转坐标系与磁动势（电流）空间矢量图 2.3 中，是异步电动机定子磁动势，为空间矢量。通常以定子电流代替。sFsi这时定子电流被定义为空间矢量，记为。图中、是任意同步旋转轴系，旋转角siMT速度为同步角速度。轴与之间夹角用表示。由于两相绕组、在空间上的1Msis位置是固定的，因而轴和轴的夹角是随时间变化的，即，其中为M01t0任意的初始角。在矢量控制系统中，通常称为磁场定向角。以轴为基准，把分解为轴重合和正交的两个分量、，分别称为定子MsiMsMisTi电流的励磁分量和转矩分量。由于磁场定向角是随

41、时间变换的，因而在轴和上的分量、也是随时sisisi间变换的。根据图 2.3 可以得到，、和、之间存在下列关系：sisisMisTi （2.41）sincossTsMsiii （2.42）cossinsTsMsiii写成矩阵形式，得： （2.43）sTsMSRsTsMssiiCiiii2/2cossinsincos式中， （2.44）cossinsincos2/2SRC式（2.44）是两相旋转坐标系变换到两相静止坐标系的变换矩阵。对式（2.41）两边左乘以变换的逆矩阵，即得： （2.45）sssssTsMiiiiiicossinsincoscossinsincos1则两相静止坐标系变换到两相旋

42、转坐标系的变换矩阵是： （2.46）cossinsincos2/2RSC电压和磁链旋转变换矩阵也与电流（磁动势）旋转变换矩阵相同。2.2.3 直角坐标极坐标变换(K/P)在图 2.3 中令矢量和轴的夹角为，已知，求和，就是直角坐siMssMisTisis标/极坐标变换，简称变换。显然，其变换式应为：PK / （2.47）22sTsMsiii （2.48）sMsTsiiarctan当在 090之间变换，的变化范围是 0，这个变化幅度太大，在数sstan字变换器中很容易溢出，因此常用下列方式来表示的值：s （2.49）sMssTsssssssssiiicos1sin)2cos2(2cos)2cos

43、2(2sin2cos2sin2tan则 （2.50）sMssTsiiiarctan2式（2.50）可用来代替式（2.48） ，作为的变换式。s2.3 异步电动机在两相坐标系上的数学模型式（2.26）的异步电动机数学模型是建立在三相静止的坐标系式的，如果ABC把它变换到两相坐标系式，由于两相坐标轴互相垂直，两相绕组之间没有磁的耦合，仅此一项，就会使数学模型简单了许多。2.3.1 两相任意旋转坐标系上的数学模型两相坐标系可以是静止的，也可以是旋转的，其中任意转速旋转的坐标系为最一般的情况，有了这种情况下的数学模型，求某一具体的两相坐标系上的数学模型就比较容易了。设两相坐标轴与三相坐标轴的夹角为，而

44、为坐标系相对于定dAsdqsspdq子的角速度，为、坐标系相对于转子的速度。要把三相静止坐标系上的电压方dqrdq程、磁链方程和转矩方程都变换到两相旋转坐标系上来，可以先利用变换将方SS 2/3程中的定子和转子的电流、电压、磁链和转矩都转换到两相静止坐标系、上，然后再利用旋转变换矩阵将这些变量都变换到两相旋转坐标系、上。具体的RS 2/2dq变换过程比较复杂，变换后得到的数学模型如下：1 、坐标系中的电压方程：dq （2.51）rqrdsqsdrrrdqrrdqrrrmmdqsmdqsmmmdqsmdqsmsssdqssdqsssrqrdsqsdiiiipLRLLpLRpLLLpLpLLLpL

45、pLRLLpLRuuuu式中，坐标系定子与转子同轴等效绕组间的互感mLdqmsmLL23坐标系定子等效两相绕组的自感sLdqsmsLLL1坐标系转子等效两相绕组的自感rLdqrmrLLL1因为用两相代替了三相，使两相绕组互感是原三相绕组中任意两相间最大互感（当轴线重合时）的倍。msL232 、坐标系中的磁链方程dq数学模型的简化的根本原因可从磁链方程和图 2.4 所示的坐标系物理模型上dq看出，其磁链方程为： （2.52）rqrdsqsdrmrmmsmsrqrdsqsdiiiiLLLLLLLL00000000 dqqsqrusqusdurqurdisqisdirqirddrds1 图 2.4

46、异步电动机变换到坐标系上的物理模型dq由于变换到坐标系上以后，定子和转子等效绕组都落在两根轴上，而且两轴dq相互垂直，它们之间没有互感的耦合关系，互感磁链只在同轴绕组之间存在，所以式中每个磁链分量只剩下两项了。3 、坐标系中的转矩方程和运动方程dq把坐标变换矩阵代入三相坐标系中的转矩方程（2.23） ，简化后，得到A BC坐标系中的转矩方程为：0dq （2.53）)(rqsdrdsqmpeiiiiLnT将式（2.52）代入运动方程式（2.24） ，得到坐标系中的运动方程：0dq （2.54）pppLenKnDdtdnJTT式（2.51） 、 （2.52） 、 （2.53）和（2.54）构成异步

47、电动机在两相以任意转速旋转的坐标系上的数学模型。它比在坐标系上的数学模型简单多，阶次也降低了，dqA BC但其非线形、多变量、强耦合的性质并未改变。4 、坐标系中的动态结构图dq将电压方程（2.51）等号右侧的系数矩阵分开来写，并考虑式（2.52）的磁链方程，得：rqrdsqsduuuussssRRRR000000000000rqrdsqsdiiiipLpLpLpLpLpLpLpLrmrmmsms00000000rqrdsqsdiiii （2.55）000000000000dqsdqsdqsdqsrqrdsqsd令 Trqrdsqsduuuuu Trqrdsqsdiiiii Trqrdsqsd

48、 rrssRRRRR000000000000rmrmmsmsLLLLLLLLL00000000旋转电动势向量000000000000dqsdqsdqsdqsrerqrdsqsd则式（2.55）可以写成： （2.56）reLpiRiu根据式（2.52） 、 （2.54） 、 （2.55）可以画出如图 2.5 所示的动态结构图 u(R+Lp)-11()2()TLTenpJper1Li图 2.5 异步电动机多变量动态结构图图 2.5 表明异步电动机的数学模型具有以下性质： 1) 除负载转矩输入外，异步电动机可以看做一个双输入双输出系统，输入量是电压向量和定子输入角频率。电流向量 可以看做是状态变量，

49、它和磁链向量之间有u1i由式（2.52）确定的关系。2)非线性因数存在与和中，即存在于产生旋转电动势和电磁转矩的两)(1)(2个环节上。除此之外，系统的其它部分都是线性关系。这与直流电动机弱磁控制的情况相似。3)多变量之间的耦合关系还体现在旋转电动势上，如果忽略旋转电动势的影响，系统便更容易简化成单变量系统了。将式（2.51）中的轴电压方程绘成动态等效电路，dq如图 2.6 所示： RsLmusdurdprdpsdRrL1sL1rdqssqdqrrqisdirda) 轴电路dRsLmusqurqprqpsqRrL1sL1rdqssddqrrdisqirqb) 轴电路q图 2.6 异步电动机在坐

50、标系式的动态等效电路dq2.3.2 两相静止坐标系上的数学模型在静止坐标系式的数学模型是任意旋转坐标系数学模型当坐标转速等于零时的特例。当时，即转子角速度的负值。将下角标改成，则式0dqsdqr dq（2.51）的电压矩阵方程变成： （2.57）rrssrrrmrrrmmmssmmssrrssiiiipLRLpLLpLRpLpLLpLRLpLpLRuuuu0000而式（2.52）的磁链方程改为： （2.58）rrssrmrmmsmsrrssiiiiLLLLLLLL00000000利用两相旋转变换矩阵，可得：RSC2/2 （2.59）cossinsincoscossinsincosrrrqrrr

51、dsssqsssdiiiiiiiiiiii代入式（2.53）并整理后得到坐标系式的电磁转矩： （2.60）)(rsrsmpeiiiiLnT式（2.59）（2.60）加上运动方程便成为坐标系式的异步电动机数学模型。2.3.3 两相同步旋转坐标系上的数学模型两相同步旋转坐标系其坐标轴仍用表示，只是坐标轴的旋转速度等于定子dqdqs频率的同步角速度，而转子的转速为，因此轴相对于转子的角速度1dq，即转差。代入式（2.51）即得到同步旋转坐标系上的电压方程sdqr1 （2.61）rqrdsqsdrrrsrsrrmmsmsmmmmmssssssrqrdsqsdiiiipLRLLpLRpLLLpLpLLL

52、pLpLRLLpLRuuuu1111磁链方程，转矩方程和运动方程均不变。两相同步旋转坐标系的特点是，当三相坐标系中的电压和电流是交流正弦波A BC时，变换到坐标系上就是直流。dq2.3.4 按转子磁场（磁通）定向的数学模型转子磁场定向即是按转子全磁链矢量方向进行定向，也就是将轴取向于rM的方向，如图 2.7 所示：rIs(Fs)T(A)MOismistusmustrsss图 2.7 转子磁场定向1 、电压方程从图 2.7 可以看出，由于轴取向于转子全磁链轴，轴垂直与轴，因而MrTM使得在轴式的分量为零，表明了转子全磁链唯一的由轴绕组中的电流所产rTrM生，即定子电流矢量在轴上的分量式纯励磁电流

53、分量，在轴上的分量)(ssFiMsMiT是纯转矩电流分量。在轴系上的分量可用方程表示为sTirMT （2.62）rMrsMmrrMiLiL （2.63）rTrsTmrTiLiL 0异步电动机在同步旋转坐标系上的电压方程为 （2.64）rTrMsTsMrrrsrsrrmmsmsmmmmmsssssssTsMiiiipLRLLpLRpLLLpLpLLLpLpLRLLpLRuu111100将式（2.63）代入（2.64）中，则式（2.64）中的部分项变为 0，式（2.64）简化为 （2.65）rTrMsTsMrrmmrssrmmssmsmssssTsMiiiipLRpLLLpLRLpLpLRLsLp

54、LLpLRuu000001111式（2.65）是以转子全磁链轴线定向的同步旋转坐标系式的电压方程，也称作磁场定向方程式，其约束条件是。根据这一电压方程可以建立矢量控制系统所依0rT据的控制方程式。2 、转矩方程异步电动机在同步旋转坐标系上的转矩方程为： （2.66）)(rTsMrMsTmpeiiiiLnT将式（2.62）和（2.63）代入到式（2.66）中得： （2.67）sTrrmpeiLLnT式（2.67）表明，在同步旋转坐标系上，如果按照异步电动机转子磁场定向，则异步电动机的电磁转矩模型就与直流电动机的电磁转矩模型完全一样了。第三章第三章 电压空间矢量脉宽调制电压空间矢量脉宽调制(SVP

55、VM)经典的SPWM控制主要着眼于使变压变频器的输出电压尽量接近正弦波，并未顾及输出电流的波形。而电流滞环跟踪控制则直接控制输出电流，使之在正弦波附近变化，这就比主要正弦电压前进了一步。然而交流电动机需要输入三相正弦电流的最终目的是在电动机空间形成圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩。如果对准这一目标，把逆变器和交流电动机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制逆变器的工作，其效果应该更好。这种控制方法称作磁链跟踪技术，又称电压空间矢量PWM（SVPWM）技术。本节将从传统的磁链跟踪角度来分析SVPWM技术的基本原理。3.1 电压空间矢量的基本原理电压空间矢量的基本原理SVPWM 以三相对称正弦波

56、电压供电时交流电动机产生的理想圆形磁链轨迹为基准，用逆变器不同的开关模式产生的实际磁通去逼近基准磁链圆，从而达到较高控制性能。定子电压方程: （3.1）( )( )( )dtU tRI tdt当转速不是很低时，定子电阻 Rs 的压降相对较小，上式可简化为： （3.2） ( )( )dtU tdt或 （3.3） ( )( )tU t dt这表明合成电压矢量 u 的方向与磁链钱的运动方向一致，当磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运动 2 二弧度，其运动轨迹与磁链圆重合。SVPWM 应用的典型电路:三相全控桥式变换器接三相平衡负载如图 3-1 所示，其中三相平衡负载既可以是

57、有源的又可以是无源的。利用这种逆变器功率开关管的开关状态和顺序组合，以及开关时间的调整，以保证电压空间矢量圆形运行轨迹为目标，就可以产生谐波较少的、且直流电源电压利用率较高的输出。图中 VTI6 是 6 个功率开关管，逆变器上下桥臂的开关状态互为补充，如果用 1 和 0 来表示开关器件的导通和关断，那么逆变器的工作状态共有 8 种，分别对应 8 个电压矢量，其中，有 6 个有效电压空间矢量，U1(001)、U2(010)、U3(011)、U4(100)、U5(101)、U6(110)，2 个零矢量U0(000)和 U7(111)，基本矢量模长等于 2UDC/3。 图 3-1 SVPWM 典型电

58、路3.2 电压空间矢量的实现电压空间矢量的实现3.2.1 电压空间矢量的合成电压空间矢量的合成 8 个电压矢量的定义如图 3-2 所示。图中某一时刻合成参考矢量百可落到某个扇区，就由该扇区的两个相邻电压矢量分别作用一定的时间进行合成得到。为了补偿参考矢量的旋转频率，需要插入零矢量。BACU5U4U6U3U2U1Uref图 3-2 电压空间基本矢量图SVPWM 的实质是用图 3-2 所示的 8 个电压空间矢量作用时间的线性组合的作用效果来逼近参考电压在一个 PWM 周期内的作用效果。在实际应用中有许多种不同的SVPWM 方法。这其中最为常用的是三段逼近式均分零矢量 SVPWM，在相同的开关频率下

59、，这种 SVPWM 的开关损耗和输出电压的谐波分量少。TI 公司的 DSP 程序库中的软件 SVPWM 生成方法就是采用这种 SVPWM 技术。其基本原理如图 3-3 所示。 60。44PWMTUT66PWMTUTU1aU4UrefU1U6 图 3-3 三段逼近式均分零压 SVPWM 示意图3.2.2 电压空间矢量所在扇区的判断电压空间矢量所在扇区的判断(l)确定矢量认可所在扇区控制过程中电压空间矢量一般是以正交坐标中分量形式给出： arefvU ( 3) / 2brefrefvUU (3) / 2crefrefvUU 1)如果 v0，则 A=l，否则 A=0;2)如果 v0，则 B=1，否则

60、 B=0;3)如果 v0，则 C=1，否则 C=0。则扇区号 N=A+2B+4C。(2)相邻两矢量作用时间的确定。如果分别用 T1、T2 表示不同矢量的作用时间到不同的扇区，T1、T2 的计算可以归纳为下面 3 个值的计算: 332323232refdcrefrefdcrefrefdcXUT UYUUT UZUUT U 表 3.1 6 个扇区相邻电压空间矢量用时间 T1,T2 幅值后，还要对其进行饱和判断。若 T1+T2T，则原值不变，否则按下式： 11122212TTTTTTTTTT(3)确定电压矢量的切换点，令: 12() 4onTTTT 12bononTTT 12conbonTTT根据前

61、面所述的电压空间矢量的输出时序原理，可以得到不同扇区的矢量切换点，如表 2 所示。Tcm1、Tcm2、Tcm3 是在基于 DSP 的控制系统中，作为全比较寄器的值，通过与定时器计数寄存器的值进行比较来产生 PWM。 表 3-2 切换点 Tcmx 的计算 扇区号123456 T1ZY-Z-XX-YT2Y-XXZ-Y-Z扇区号123456 Tcm1TbTaTaTcTcTbTcm2TaTcTbTbTaTcTcm3TcTbTcTaTbTa3.3 电压空间矢量的线性组合与 SVPWM 控制如果交流电动机仅由常规的的六拍梯形逆变器供电，磁链轨迹便是六边形的旋转磁场，这显然不像在正弦波供电时所产生的圆形旋转

62、磁场那样能使电机获得匀速运行。之所以如此，是由于一个周期内的逆变器的工作状态只切换 6 次，切换后只形成 6 个电压空间矢量。要获得更多边形或逼近圆形磁场就必须在每隔周期内出现多个工3/作状态，以形成更多的相位不同的空间矢量。为此，必须对逆变器的控制模式进行改造。很多文献都介绍了各种改造方法，本文主要运用线性组合法。图 2-4 给出了六拍逆变器供电时电压空间矢量与磁链矢量的关系。图 2-5 绘出了逼近圆形磁场时的磁链矢量轨迹。如果每周期只切换 6 次，当电压为 U4时，磁链增量为，磁链轨迹呈六边形。通过增加开关切换次数，把磁链增量改为，4441，四段。这时每段施加的电压空间矢量的相位都不一样，

63、通过用基424344本电压空间矢量线性组合的方法来使其逼近圆形磁场。U3U1U213o52U5U646U4图 2-4：六拍逆变器供电时电压空间矢量与磁链的关系 O 46441444342图 2-5：逼近圆形时的磁链增量轨迹图 2-6 表示由电压空间矢量的线性组合构成新的电压矢量 US，设在一段换相周64,UU期里 T0里，有一部分时间 t1处于工作状态，另一部分时间 t2处于工作状态，由4U6U于 t1，t2作用时间都比较短可以分别用电压矢量和来表示这两个矢量之和101UTt602UTtUS表示两个矢量线性组合后的电压矢量，US与矢量的夹角就是这个新矢量的相位。4U 6U 602UTt US0

64、60 4U101UTt图 2-6：电压空间矢量的线性组合为了方便讨论把图 2-3 的正六边形电压空间矢量改画成如图 2-7 所示的放射形式，各电压空间矢量的相位关系保持不变。图中仍在 X 轴水平方向，按顺序互1U61UU相间隔，而则坐落在放射线的中心点.这样可以把逆变器的一个工作周期用3/87,UU6 个电压空间矢量划分成 6 个区域，称为扇区如图所示的 I，II，III，IV，V，VI，每个扇区对应的时间均为。由于逆变器在各个扇区的工作状态都是对应的，分析一3/个扇区可以推广到其他扇区。实现 SVPWM 控制就是要把每个扇区在分成若干个对应与时间 T0的小区间。按照上述方法插入若干个线性组合

65、的新电压空间矢量 Us，以获得优于正六边形的多边形（逼近圆形）旋转磁场。6U2IIU6IIIIU3U4IVVIU1VU5图 2-7：电压空间矢量的放射形式3.4 SVPWM 与 PWM、SPWM 的比较 PWM：脉冲宽度调制 (PWM)，晶闸管工作在开关状态，晶闸管被触发导通时，电源电压加到电动机上；晶闸管关断时，直流电源与电动机断开；这样通过改变晶闸管的导通时间（即调占空比 ton）就可以调节电机电压，从而进行调速。 对比SVPWM 的产生原理可知， SVPWM 本身的产生原理与 PWM 没有任何关系，只是形似。 SPWM：正弦波脉宽调制，将正弦半波 N 等分，把每一等分的正弦曲线与横轴所包

66、围的面积用一个与此面积相等的等高矩形脉冲来替代。三角波载波信号Ut 与一组三相对称的正弦参考电压信号Ura、Urb、Urc 比较后，产生的 SPWM脉冲序列波 Uda 、Udb、Udc 作为逆变器功率开关器件的驱动控制信号。逆变器输出电压的基波正是调制时所要求的正弦波，调节正弦波参考信号的幅值和频率就可以调节 SPWM 逆变器输出电压的幅值和频率。 SVPWM 与 SPWM 的原理和来源有很大不同，但是他们确实殊途同归的。 SPWM 由三角波与正弦波调制而成，而SVPWM 却可以看作由三角波与有一定三次谐波含量的正弦基波调制而成，这点可以从数学上证明。 SVPWM 的主要特点有： 1.在每个小区间虽有多次开关切换，但每次开关切换只涉及一个器件，所以开关损耗小。 2.利用电压空间矢量直接生成三相 PWM 波，计算简单。 3.逆变器输出线电压基波最大值为直流侧电压，比一般的 SPWM 逆变器输出电压高 15% 第四章第四章 SVPWM 仿真及结果分析仿真及结果分析4.1 MATLAB 动态仿真工具 SIMULINK 简介随着控制理论和控制系统的迅速发展，对控制效果的要求越来越高，控制算法也