高功率密度ClassE谐振变换器的研究（可编辑）

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1、高功率密度Class-E谐振变换器的研究 浙江大学电气工程学院硕士学位论文高功率密度Class-E谐振变换器的研究姓名:赵向源申请学位级别:硕士专业:电力电子与电力传动指导教师:徐德鸿20080501浙江大学硕士学位论文 摘要摘 要随着手机的小型化,人们对手机充电器也提出了越来越高的要求:更高的功率密度。提高手机充电器的功率密度,主要有两种途径:一是提高开关频率;二是采用磁集成技术。常用的手机充电器电路拓扑不适合高频工作,为了使电路能在较高的工作频率下高效工作,本文引入了?谐振变换器。.谐振变换器可以实现软开关,适于高频工作,而且还可以把变压器漏感、主开关管寄生电容等寄生参数利用起来。高频工作

2、时,待机损耗比较严重。为了减小待机损耗,本文把间歇式待机控制方法引入.谐振变换器的待机控制中。通过采用间歇式待机控制模式和低功耗启动电路,使得.谐振变换器的待机损耗降到了.以下,达到了业界.的待机损耗要求。同时交流到的全范围电压输入时,变换器的输出电压脉动都小于%。提高工作频率可以减小无源元件的体积,但是高频化的方法仍有一定的局限性,为了进一步减小变换器的体积,必须采用磁集成技术。.谐振变换器一共有四个磁元件:输入电感、串联谐振电感、并联电感和变压器。本文研究了并联电感、串联谐振电感和输入电感分别与变压器集成的方法,并提出了用共用部分磁路的解耦集成方法实现磁元件的完全集成。根据磁元件在型磁芯中

3、位置的不同分为三种不同的完全集成结构。本文通过软件对三种集成结构的损耗情况进行了仿真比较。最后通过制作样机对?谐振变换器的磁集成进行了实验研究。完全磁集成结构的磁元件总体积仅为分立磁元件时总体积的.%,磁元件的总体积大为减小,提高了变换器的功率密度。关键词:磁集成,.谐振变换器,高频,高功率密度,待机控制浙江大学硕士学位论文: .: .?,. . , ”.,. % . .? : . . 、, “ ”.,. . . .%.: ,?浙江大学硕士学位论文第章绪论第章绪论本章第一节主要对手机充电器的研究现状和发展趋势进行了分析,并提出了减小手机充电器体积和重量,提高其功率密度的方法;然后在第二节中介绍

4、了一种可以应用在小功率充电领域的谐振变换器拓扑结构?谐振变换器;最后第三节在上述分析的基础上,对本文的选题意义和研究内容进行了介绍。.手机充电器的研究现状及发展趋势近年来,随着人们生活水平的不断提高,手机的应用越来越普及。由于充电器是手机必须的配套附件,所以人们在享受手机带来的方便和快捷的同时,也对其充电器的体积和重量提出了更高的要求。目前市场上应用较为成熟的手机充电器多采用的是自激式反激变换器,图.所示为一款诺基亚通用型手机充电器的电路原理图。该电路能够自激振荡向负载传递能量。当三极管导通时,输入电压加在变压器原边,由于副边二极管反偏,不向负载传递能量,能量储存在变压器原边绕组中;当三极管关

5、断时,储存在绕组中的能量向负载传递。同时该电路可以通过和来稳压保护实现输出的稳定。这种变换器结构简单,成本低廉,能够自动调节来满足宽输入电压范围的要求,所以被工业界广泛采用。图.诺基弧通用型手机充电器电路拓扑目前市场上的手机充电器体积都较大,一般为.,通用的旅行充电浙学硕学位论女 第章绪论器体积也有。要减小手机充电器的体积,我们需要知道充电器内部各部分元器件体积的分布情况。图 为飞利浦公司对市场上高端的手机充电器中各元器件所占体积的调查结果。由图 曲我们町以看出使用的元件所占的体积只【,手机充电器总体的%,其他%的体积因为封装不合理等原凼没有得到先分的利玎。由罔 我们可以看出电感和变压器等磁元

6、件占元件总体积的%,电容占元件总体积的%,两者占到元件总体积的一半。要减小手机充电器的体积和重量,首先通过调整和改善封装结构,使得电路的布局更加合理和紧凑,以减少空问的浪费;另外可以通过提高工作频率和使用磁?件集成的方法来减小体秘.提高功率密度。由于无源元件的体秘占元件总体秘的一半,提高频率可以柏效的减小无源元件的体积,磁集成技术也能够有效的减小磁元什的体积。对于反激式变换器,丌关频率的提高会造成开关损耗的增加。这样要使得充电器能够在高频下高效的工作,必须实现丌关管的软丌关。但是要使反激式变换器的芙管具有软丌关的功能,需要额外增加,器件,又加大了充电器的体积,火上了提高频率的意义。我们必须寻找

7、新的拓扑结构束实现开关管的软丌关。谐振变换可以有效地利用电路自身电容和电感的谐振,束实现开关管的软开关,凼此町以使用谐振变换器作为手机充电器的主电路拓扑结构来实现高频高效工作,从而达到减小体积的目的。?、充电器总体秘利牢 充电器并部分?什所【体秘阿 机光电器体唰州示意图。.谐振变换器介绍目前谐振变换器【拍惋片较为广泛,投术也比较成熟,但是谐振变换器是半桥结构,需要曲个”关管,增加了成小。而?谐振变换器是单管电路,结构简单,成本低,冈此本文选择?谐振变换器作为手机充电器浙江大学硕士学位论文 第章绪论的主电路拓扑结构进行研究。.?谐振变换器概述?电路最早应用在功放领域,功率放大器是无线收发系统中的

8、最后一级,它对于提高发射信号强度、延长系统使用时间、减小系统体积重量等起着关键性的作用。类功率放大器理论上能实现%的工作效率,因此类功率放大器?的研究一直是国际上的热点。年.和.提出了应用?功率放大器的原理来设计变换器。自此以后,许多人对变换器的设计和分析进行了研究。但是初期研究的是非隔离的.变换器【。,电路拓扑如图.所示。该变换器结构简单,但是输入输出不隔离,输入输出电压比不能过大,而且无法实现多路输出,因此隔离型的.谐振变换器开始被越来越多的研究。隔离型.谐振变换器【的电路拓扑如图.所示。.是茜上?沪】:证邓 渤引图.非隔离.变换器电路拓扑”士上下卜之图.隔离型谐振变换器电路拓扑.谐振变换

9、器中,输入端由于电感厶足够大,电路可以等效为一个电流源输入。整个电路的工作工程可以直观地理解为当输入电压大于主开关管并联电容两端电压时,输入电压对输入电感厶充电,厶储存能量;当输入电压小于两端电压时,厶上储存的能量向后级传递。主开关管寄生的体二极管和并联电容为开关管的开通和关断创造了软开关条件。一方面,当关断时,因为电容充电需要时间,所以开关管两端的电压仍然很小,降低浙江大学硕十学位论文 第章绪论了开关管的关断损耗;另一方面,主开关管导通前其体二极管导通,为主开关管创造了零电压开通的条件。.谐振变换器的工作原理分析在.谐振变换器的主电路中,交流电压通过整流桥的不控整流和输入电容的稳压和滤波,变

10、成直流电压。由于输入电感足够大,所以流过输入电感的电流脉动量很小,输入侧可以看成是一个电流源输入,如图.所示。电路的谐振腔由主开关管的并联电容,串联谐振电感三。,串联谐振电容,并联电感三,变压器和负载组成。通过主开关管的通断来改变电路的谐振状态,控制原副边的能量传输。副边采用全波整流输出,输出滤波电容较大,使输出电压的纹波较小。下面我们就对.谐振变换器在各个阶段的工作过程瞄进行简单分析。”士士。?之图. 谐振变换器等效电路拓扑阶段.:时刻前,主开关管导通,输入电压对输入电感充电储能。负载依靠输出电容提供能量。时刻,主开关管关断,流过输入电感的电流九和流过谐振回路的电流也对主开关管的并联电容充电

11、。储存在输入电感的能量转移到谐振回路中。在谐振回路中,并联电容,串联谐振电容,串联谐振电感厶,并联电感三发生四阶谐振。在这个阶段中,谐振电流也为负的,幅值逐渐增加。当主开关管的电压%谐振到和串联谐振电容两端的电压比。相等时,谐振电流也到达负向的峰值。当变压器原边电压谐振到,?,这个阶段结束。其中虼是输出电压,是二极管通态压降。阶段:时刻,变压器原边电压等于咋聊,副边二极管导通。在这个阶段中,变压器原边电压被输出电压箝位,并联电感三不参与谐振,流过并联电感上的电流线性增加。谐振回路中,并联电容,串联江人学位论史 第章绪论谐振电容,串联谐振电感厶发生三阶谐振,谐振电流。从负到正变化,当谐振电流过零

12、时,并联电容一上的电压达到峰值,串联谐振电容上的电压负向达到峰值。谐振电流;和并联电流。之差向副边传递能量。当谐振电流也和并联流相等时,副边极管过零关断,这个阶段结束。阶段.:时刻,谐振电流和并联电流相等,副边一极管关断,原制边脱肝。谐振回路中并联电容、串联谐振电容、书联谐振电感;和井鞋感。发生叫阶谐振。当主开关管两端电压谐振到零,这个阶段结束。”世穗 从?叫圳?叶?;卅 /芒珊。寸【”刈.。纂 毖?/,、一:、一丹也一侩 耐。:抄 振变换器作波彤翔签砰?二骚瞪啦一匿,一犟田略,阶段.幽 . 自振变换器:作原理阶段分析浙江大学硕士学位论文 第章绪论阶段.:时刻,主开关管两端电压谐振到零,主开关

13、管的体二极管导通。这个阶段,谐振回路主要由串联谐振电容、串联谐振电感三。和并联电感组成。这个阶段为下一阶段主开关管导通创造软开关条件。当主开关管导通时,这个阶段结束。阶段“.:时刻,主开关管导通。谐振回路由串联谐振电容,串联谐振电感厶,并联电感三构成三阶谐振。当变压器原边的电压谐振到负向的刀?,副边二极管导通,这个阶段结束。是二极管通态压降。阶段.:时刻,副边二极管导通,变压器原边电压被输出电压箝位,并联电感不再参与谐振,流过并联电感的电流线性减小,能量从原边向副边传递。当谐振电流机和并联电流“相等时,副边二极管过零关断,这个阶段结束。阶段.:时刻,副边二极管关断,变压器原副变脱离。谐振回路发

14、生四阶谐振,但不向负载传递能量。输入电压对输入电感充电储能。当主开关管关断时,这个阶段结束。从上述?谐振变换器在一个周期内各个阶段工作过程的分析可以看出,阶段和阶段中谐振回路发生四阶谐振,阶段、阶段、阶段和阶段谐振回路发生三阶谐振,阶段谐振回路发生二阶谐振。阶段和阶段中,电路的能量从原边向负载传递,在这两个阶段中,变压器原边电压被输出电压箝位,并联电感三不参与谐振。.?谐振变换器的特点通过.和.节对.谐振变换器的概述和工作原理的分析可以发现,.谐振变换器具有以下几个特点:.谐振变换器是一个单端电路,结构简单可靠。电路的寄生参数可以有效的被吸收利用,主开关管的寄生输出电容可以被谐振腔的并联电容吸

15、收,变压器的漏感可以被串联谐振电感吸收,这样可以有效的减小寄生参数对电路性能的影响。合理选择谐振腔的参数可以实现主开关管的和副边整流二极管的,有效降低电路的开关损耗。浙江大学硕士学位论文 第章绪论通过变压器开气隙可以用激磁电感来替代并联电感,并联电感的磁集成设计比较简单。由于并联在主开关管两端的电容参与谐振,因此主开关的电压应力较大,给开关管的选择提出了很高的要求。谐振腔里的元件较多,电路的谐振状态最高会达到四阶,不利于设计和分析。.本文的选题意义和研究内容随着手机越来越小型化,人们对手机充电器的体积也提出了更高的要求。通过.节对手机充电器现状的分析,我们发现要减小充电器的体积可以从两个方面考

16、虑,一个是提高工作频率,减小无源元件的体积;另外一个就是通过磁集成技术来进一步减小磁元件的体积。目前手机充电器的电路拓扑不适合高频工作,因此我们选择用?谐振变换器作为手机充电器的拓扑结构。本文对高功率密度.谐振变换器的研究就是以手机充电器作为应用背景的。通过对变换器待机控制的研究,来减小高频工作下电路的待机功耗,提高充电效率;通过对变换器磁集成的研究来减小变换器体积,提高其功率密度。本文第一章在分析了手机充电器的现状后,认为提高电路工作频率和磁集成是减小其体积的有效技术。本章第二部分介绍了一种适合高频工作的.谐振变换器拓扑。本文将对高功率密度.谐振变换器进行研究,以手机充电器为应用背景。本文第

17、二章为.谐振变换器待机控制的分析和研究。随着变换器工作频率的提高,其待机损耗也将增加,为了减小变换器高频工作下的待机损耗,适合.谐振变换器的待机控制的研究变得十分必要。第二章第一部分简单介绍了待机控制研究的必要性。第二章第二部分首先分析了?谐振变换器待机工作时的主要损耗类型,并提出了降低待机损耗的方法;然后总结了目前世界上常用的几种待机控制方法,并分析了?谐振变换器的待机控制设计方法。最后用待机控制的实验验证了该待机控制方法的可行性和有效性。本文第三章为.谐振变换器磁集成的分析和研究。.谐振变换器一共有四个磁元件,因此磁集成的研究对减小变换器体积、提高其功率密度有着浙江大学硕上学位论文 第章绪

18、论重要的意义。第三章第一部分先进行了.谐振变换器四个分立磁元件的设计。第三章第二部分首先简单介绍了目前常用的磁集成设计方法,然后提出了.谐振变换器磁集成的设计方法。最后用软件分析了磁集成设计的损耗情况,并对不同磁集成设计方法进行了损耗的比较。本文第四章为.谐振变换器磁集成的实验结果。第四章第一部分先分析了不同磁集成情况的具体实现。第二部分给出了不同集成情况的实验结果,并从效率和体积两方面对分立磁元件和完全磁集成后的情况进行了分析比较。本文第五章对全文的主要工作进行了总结,并给出了对未来工作的展望。浙江大学硕上学位论文第章谐振变换器的待机控制设计第章.谐振变换器的待机控制设计近年来,随着家用电器

19、的普及和办公自动化的推广,电子产品的能耗问题日益凸显。这些电子产品在极大的方便人们生活的同时,也造成了大量的能源浪费。人们在关注能源有效利用时,着眼点主要在于产品满载或较重负载时的效率,却很少关注轻载、空载时的能量消耗问题。待机时的能量消耗现象广泛存在于电器产品中,其总量更是不容忽视。根据研究显示,在经济合作与发展组织?珈 成员国中,因电器待机而消耗的能量约占家庭用电量的/.%,约占整个国家用电量的.%。我国的待机功耗更是高于这个水平。目前我国城市家庭的平均待机功耗已经占到了家庭总能耗的%以上,相当于每个家庭使用一盏的“长明灯。待机功耗在浪费能源的同时也形成了巨大的环保压力。目前能源越来越紧张

20、,各国政府针对空载损耗即输出为空载时的输入功率消耗,又称待机损耗都相继出台了相关的法律法规,如美国的“能源之星,联邦政府采购指令, 德国的“蓝色天使 标准,欧洲经济协会的指令和中国节能产品认证委员会认证标准等。其中指令最为详尽,制定了严格的规范【,表.所列是在不同的额定瓦数下的详细规定。表.欧洲经济协会待机功耗规范空载时的待机功耗输入功率等级年月日 年月日 年月日.一 . . .一 . . . . . .谐振变换器待机损耗的主要类型?谐振变换器正常工作时,其损耗包括主电路损耗和控制电路损耗。如图.所示,主电路损耗主要由功率器件损耗和磁元件损耗组成,功率器件损江学顿十学位论女 第章睁谐振变换的待

21、帆挣“&耗包括以及副边整流二极管的通态损耗和开关损耗,磁元什损耗包括输入电感、串赋谐振电感、并联电感以及变压器的磁损和铜损。控制电路损耗主要表现为启动电路损耗、控制芯片功耗和驱动损耗。柠制功耗?柱功%搅“曲损电路耗蛐叫纛滋图 ?谐振变换器正常作时损耗袭刑待机工作时,冈输卅电流接近于零.磁?件的铜损以及和整流极管的通态损耗可以忽略。其待机损耗土要成份为磁元件的磁损,的关断损耗和控制电路的损耗。凿振变换器待机工作时的损耗类掣稿图中已注明。,“錾自.“斟. .谐振变换器待机作时损耗类删表 给了一些主要损耗的近似计算公式。从表叶可以看磷芯损耗、关断损耗、门极驱动损耗都丌芙频率有关,降低开关频率可以有效

22、降低这些损耗。启动电阻的损耗与整流后的直流母线电压和肩动电阻值相关,增人启动电阻值可以降低启动电阻损耗,爿时也要兼顾电路启动叫问的要求求.要损耗的近似计掉公盖“麓.,“瞽日耗。,浙江大学硕士学位论文 第章谐振变换器的待机控制设计表中:,一变换器开关频率;良.关断过程中所流过的电流;.关断过程中的漏源极电压;关断时间;鼹输入电容;%驱动电压;肠一损耗系数;口磁芯磁感应强度;,卢?频率和磁感应损耗指数;磁芯体积:.整流后直流母线电压;.启动电阻。是控制芯片工作电压;/是控制芯片工作电流。.谐振变换器的待机控制设计.常用待机控制方法由.节的分析我们可以知道,降低开关频率可以有效的降低待机损耗。最近有

23、许多降低开关频率的方法被提出来。脉冲缺省模式控制、间歇模式控锘 和非导通时间调节模式控制仃 是三种较常用的降频技术。脉冲缺省模式控制 .及 提出了脉冲缺省模式控制技术。在这种控制方式中,控制器根据负载的轻重程度,来决定省略开关脉冲与否。图.是脉冲缺省模式的概念,虚线为缺省的脉冲。当负载降低时,驱动功率开关的脉冲被省略,部分开关脉冲被省略即等效于降低了开关频率。在脉冲缺省模式下,一旦缺省脉冲,输出功率和输出电压立刻减小,由于输出闭环控制的作用,开关的导通时间会增加,以调节输出电压。?厂图.脉冲缺省模式控制概念图?一?这种降频方式会造成输出电压的突降或突升【。如图.所示,出现脉冲缺省时,输出电压会

24、立刻减小形成低冲;而在缺省的脉冲恢复时,输出电压会有一浙江大学硕上学位论文 第章谐振变换器的待机控制设计个过冲。脉冲缺省模式技术是根据特定的输出负载变动来决定是否插入或省略脉冲,在负载微小变化造成输出电压相近时,电源节省的情况就难以察觉。. . .图.脉冲缺省模式下输出电压变化示意图间歇模式控制 控制技术【】,也叫做打嗝模式公司提出了间歇模式。如图.所示,当负载突然下降时,在闭环控制调节下,开关的导通时间变短。当负载小于设定值凡后,进入间歇模式,此时导通时间不再减小,控制器根据输出功率的大小间歇地停止发出驱动信号。待机工作时,传递的功率取决于脉冲束的宽度,可以通过减小脉冲束的宽度或者增加脉冲束

25、之间的距离来减小损耗。间歇模式由于开关频率不变,不存在变压器因频率降低而出现磁芯饱和的问题。但是这种控制技术也有两个明显的缺点,就是低频干扰会和封锁周期一起谐振出现,而且负载的突然改变,也会造成输出电压突变的情形。/,、/、一/、一/、/一/,一/图.间隙模式控制概念图浙江大学硕士学位论文 第章谐振变换器的待机控制设计非导通时间调节模式控制崇贸科技 提出了非导通时间调节模式 控制技术【。如图.所示,当输出电压降到临界标准以下时,非导通时间随着负载下降而线形增加,开关频率因而线形下降,因此在轻载和空载时可以降低功率损耗。非导通时间调节模式下,非导通时间根据负载的变化对每个开关周期的关断时间进行调

26、节,非导通时间是一个周期接一个周期调整的,所以动态响应比脉冲缺省模式和间隙模式好。.行。? ?一图.非导通时间调节模式控制概念图对比这三种不同的待机控制方法【】,如图.所示,从空载到满载随着负载变化时,开关频率的变化方式也不一样。在减小开关频率的同时,应注意噪声的引入,防止将频率降到噪声带内。脉冲缺省模式间歇模式 非导通时问调节模式图.空载到满载开关频率随负载的变化曲线.谐振变换器待机控制原理降低开关频率可以有效地降低待机损耗,但是在电压一定的情况下降低开关频率可能会导致变压器磁芯饱和,同时较小的开关频率容易产生噪声,所以.谐振变换器采用间歇模式的待机控制方法,具体原理如图.所示。浙大学碰学位

27、论文 第章 许振变换的待机控猎赴计口”精酽翔蹰待机怍帧式刚.变换器问歇模止待机控制原理待机工作时,控制电路根据变换器的输出功率大小唰歇式的封锁驱动信弓。变换器传递的功率取决十驱动脉冲柬的相列宽度。通过减小脉冲束的宽度或者增加脉冲束之】的距离都可以减小变换器传递的功率。在减小损耗方面,间歇,和降频是等效的,但是间歇式待机控制本身的丌关频率不变,小存在磁?件因频率降低而出现的磁芯饱和问题。图.给山,?谐振变换器待机控制电路框图。通过检测输入电流束确定负载情况,判断是否进八待机工作。通过榆测输出电尿柬确定合适的脉冲柬宽度和脉冲距离,控制路传递的功率。凸。当二生划. .谐振变换器特机控制框图电流检测摔

28、制 通常是在负载侧串联电阻榆测负载电流情况。由丁流过输八感的电流【以反映负载的流,在?谐振变换器的待机试验中,通过在输入端串联电阻;。检测输入电流柬问接反映负载电流,这样可以有效的实现变换器原副边的隔离。检测到的输入乜流通过有泺滤波,并经过迟滞比较器和取反逻辑得到电流检测信号。从罔.电流检测信号浙江大学硕士学位论文第章谐振变换器的待机控制设计的传输特性可见,随着负载变轻,输入电流也随之减小,当负载小到临界负载氏时,输入电流小于电流检测迟滞比较器的下限,信号从高电平变成低电平,变换器进入待机工作模式。同理,随着负载加重,输入电流也随之增加,当输入电流大于迟滞比较器的上限如亿时,信号从低电平转换为

29、高电平,变换器进入正常工作模式。如果采用单门限比较器,电流检测中的干扰可能会使主电路在待机模式和正常工作模式之间不断的切换,导致电路工作不稳定。在正常工作时,信号始终为高电平,进入待机模式后,信号始终为低电平。电流检测控制 检测信号的传输特性图.电流检测控制和检测信号的传输特性电压检测控 .通过检测输出电压圪来得到电压检测信号。在?变换器电压检测控制设计中,我们通过直接检测反馈信号来得到电压检测信号。检测到的反馈信号不但可以很好的反映输出电压%,而且可以通过反馈电路中的光耦器来实现变换器原副边的隔离。反馈信号通过反向迟滞比较器和取反逻辑后得到电压检测信号。从图.电压检测信号的传输特性可以知道,

30、进入待机工作模式后,输出电压被限制在和%也之间。当输出电压虼大于迟滞比较器的上限时,检测信号为低电平,控制器封锁驱动脉冲束,闭环调节不起作用,输出电压下降;当输出电压圪小于迟滞比较器的下限时,检测信号为高电平,控制器允许驱动脉冲束输出,在闭环控制的调节下输出电压上升。和的差值控制了待机工作模式中输出电压%的纹波。, ,电压检测控制 检测信号的传输特性图.电压检测控制和检测信号的传输特性图.所示为电流检测信号,电压检测信号和脉冲封锁信号之间的浙江大学硕士学位论文 第章谐振变换器的待机控制设计关系。正常工作时,如图.所示,电流检测信号始终为高电平,表示负载大于进入待机模式设定的临界值民,这时输出电

31、压虼即使有纹波,电压检测信号在高低电平之间变化,两者经过或门逻辑后,脉冲封锁信号始终是高电平,电路按正常的电压反馈闭环调节。待机模式工作时,如图.所示,当负载减轻于临界值氏时,电流检测信号变为低电平,进入待机模式。输出电压升高,达到电压检测迟滞比较器的上限岔时,电压检测信号变为低电平,脉冲封锁信号为低电平,封锁脉冲。由于输出电容储能有限,即使负载很轻,经过一段时间,输出电压就会降到电压检测迟滞比较器的下限%,电压检测信号变为高电平,脉冲封锁信号也变为高电平,允许脉冲束输出,输出电压升高,达到上限进入下一次脉冲封锁。待机工作时,待机模式的周期瞰如图.所示,在%删高电平期间,有驱动脉冲束输出,在珏

32、。饿低电平期间,驱动脉冲束被封锁。电路在待机模式下传输的功率与脉冲束的宽度有关。珏嘲是由输出电压的脉动决定的。待机模式下脉冲封锁频率一般在量级,因此可以有效的减小待机功耗。:?淝三三二三三三三二三三二;三三三;:芝三三耋?厂?嶂&?十正常模式厂器兰三王乏三:芝三三圣:三三兰三薹?一厂?,?毒一寸广寸.厂?待机模式图.电流检测信号、电压检测信号和脉冲封锁信号关系示意图.谐振变换器待机控制仿真验证为了验证.节提出的待机控制方法的可行性,利用仿真软件建立仿真模型,仿真验证控制电路能够在负载减轻到临界值凡时进入待机模式工作。仿真条件:直流输入电压为,输出电压%为,输出电流厶为浙大学位论 辩 跳特振变换

33、待帆控制设。从满载切换到%负载,检测电阻?为 。电流检测迟滞比较器两。个阀值为 和 ;电压检测退滞比较器两个阀值为 和如图所不,从卜到依次是输入电流嘶,输出电压虼,电流检测信号,电压检测信号,脉冲封锁信号和丌关管驱动信号%。任 处从满载切换到%负找。电流检测信号从高电平变成低电平,进入待机模式。脉冲封锁信号山电压榆测信号决定,歇式地封锁开关管的驱动脉冲。这和图 所不的正常模式和待机模式的分析是一致的,通过电流检测进入待机模式工作,电压检测控制待机模式中输?电压的纹波,并和输出电祥一起拄制输出脉冲柬的宽度和叫歇模式的川期%。;,。三署手烈熊堂誊.三:羞主:;差薹篓蓑羔.羞薹。一:曩。讥?丁眵 ;

34、/ 。一 卜一、:?.:. ;髟:,?, 一,誓簟鼍.上二:。二受二:二:二二二:.?.幽 从满载切换到%负载待机怍情况图所示为待机模式中一个脉冲束时间段内丌笑管的%干%;波形。当封锁脉冲后,主丌荚管的输出乜容和皆振腔中的其他元什仍然发生谐振,经过一段时后存下一个脉冲束到柬前谐振过程基本结康。.二心雌蛐,二%。凹特机椎时吒丰波形浙江人学硕士学位论文 第章谐振变换器的待机控制设计.低功耗启动电路的设计在小功率应用场合如手机充电器,启动电路的损耗占待机损耗相当大一部,分。传统的启动电路如图.所示,当直流高压为,启动电阻为启动电阻的损耗为.。手机充电器的待机功耗要求是低于.,因此启动电路的损耗过大,

35、不符合设计的要求。选择更大的输入电阻可以有效的降低启动电阻损耗,但是启动延迟时间将会增加。图.中是控制电路中控制芯片工作的门槛电压, 是启动延时,由式.可见,当增大启动电阻时,电流尼相应减小,启动延时就会增加。.毛渊/./。图.传统启动电路为了既减小启动电路的损耗又能保持较小的启动延时,我们设计了新的启动电路,如图.所示。”。 未差。 。图.低损耗启动电路该低损耗启动电路工作原理是:启动时,直流母线电压通过电阻成对电容大学碗学位论文 第章睁谐振叠换%的铸帆控制设计充电,直至电容两端电压高于开关管的门槛电压,开关管导通。直流母线电压通过小电阻且快速对电容充电,直至控制电路正常工作,然后主电路开始

36、工作。当辅助绕组的电压达崾求的电压时,三极管导通,使得的%低于门槛电压,关断。这时控制电路由辅助绕组供电,由大电阻胄来乐担直流母线的高压,由于电阻取,这样启动电阻损耗很小。通过上述自动电路的低功耗设汁,变换器既可以实现快速启动,又可以降低启动电路功耗。.待机控制实验研究为了进一步验证上文提到的待机控制方法和低功耗启动电路在谐振变换器中应用的可行性和有效性,我们用谐振变换器制作了一个手机充,乜黔洋机,具体规格为:交流输入,输出电压为,输出电流为丌天频率为。下面给出该变换器的待机损耗和输出电压实验结果。羽附 ,司“: :/%:/%:/,/凹 驱动波形年漏源极电压波形幽给出了交流和输入时的%波形和%

37、;波形。从罔 中可咀看出待机工作时驱动信号被间歇性的封锁,脉冲封锁频率为数百级,有效得降低了待机损耗,同时未被封锁的驱动信号频率仍保持在先右,磁元件不会出现磁芯饱和的问题。电路的输出电压纹波与输出电容值和脉冲封锁频率成反比,当采用很低的脉冲封锁频率降低待机功耗时.有町能使输出电压纹波过大。凶此,为了保证待机浙江大学硕士学位论文 第章谐振变换器的待机控制设计功耗和输出电压纹波都能达标,输出电容值和脉冲封锁频率的选择就很重要。实验中输出电容选取 给,待机脉冲封锁频率控制在。图.出了待机工作时?变换器输出电压的波形。从图中可以看出交流到全电压范围输入时,输出电压都能保持在.,输出电压的脉动小于%。/

38、:棚。 。. :。:. : : 丘九竹,;?玉扩:?;:一倒一.一。 一一:。二一.?.二 ; ;. . .。.一. . .。 。. 。 。.四砒. ?. .出?,.一?.?. .%:/ 。:/:,。 “:。., ;?;?云:?;二?矗:如:?; ?:?,.:,.一:.。.?。一,:?一.:. .; . . . . . . . . .。 。:。. 。 。.,:.:?.?.。 . .:,:.、.:?. .。.:/:/: /:./图.变换器待机作时输出电压波形图.是.谐振变换器空载损耗随交流输入电压变化的曲线。从图中可以看出,不加待机控制时变换器的空载损耗远远大于.。加待机控制以后谐振变换器的空载

39、损耗在交流全电压范围输入时都小于.,符合业界.的待机功耗要求。浙江大学硕士学位论文 第章谐振变换器的待机控制设计图.空载损耗随交流输入电压变化曲线.本章小结本章探讨了降低?谐振变换器应用于小功率手机充电领域待机损耗的方法。首先列出了.谐振变换器正常工作和待机工作时的损耗类型,并用数学描述估算了主要的传导、开关切换和控制电路的损耗,进而确认降低开关频率为降低待机损耗的主要方法,接着介绍了各项已经取得专利的降频技术及其可能的缺失,并选择间歇式待机控制模式作为.谐振变换器的待机控制方法,通过理论分析和仿真验证了这种待机控制方法在.谐振变换器应用的可行性。然后,本文设计了一个低损耗的启动电路,以降低启

40、动电阻的损耗。最后通过实验验证了.谐振变换器待机控制方法和低功耗启动电路设计的可行性和有效性。通过采用间歇式待机控制模式和低功耗启动电路,使得.谐振变换器的待机损耗降到了.以下,达到了业界.的待机功耗要求。同时交流到的全电压范围输入时,变换器的输出电压脉动都小于%。新扛太学碰十学位论立 第章谤叛变换器的硅设计第章.谐振变换器的磁设计.谐振变换器的主电路拓扑结构如图 所示。该变换器一共有四个磁元件:输入电感?串联谐振电感厶,并联电感。和变压器本章将首先讨论这四个分立磁元件的设计,然后重点分析磁集成的设计方法,并用软件对不同集成情况进行仿真分析。带振变拯器电路打扑.谐振变换器分立磁元件的设计.变压

41、器设计变压器是谐振变换器的核心器件,肩负着功率传送、电压变换、绝缘隔离三大功能。设计变压器时,应当预先知道工作频率、输入和输出电压、输出功率或输出电流等条件。同时根据输出功率与变压器各参数如磁芯截面积、磁芯窗:面积、骨架面积、变压器工作频率及线圈屯流密度等之丑的数量关系确定变压器磁芯尺寸。设计变压器时应满足最坏情况,以保证设计的变压器在规定范围内都能达到工作要求。本文?谐振变换器变压器的工作条件为;变压器匝比:”:?副边输出电压:咋.其中是输出电址,昨.是副边整流一极管通态压降副边输出电流:?原边输入电压: ;浙江大学硕士学位论文 第章谐振变换器的磁设计?工作频率:.磁芯选择磁芯材料选取在高频

42、下,功率铁氧体材料具有较高的电阻率,所以涡流损耗较低,是高频变压器磁芯的首选材料。而且,价格低是功率铁氧体的另一个优势。然而高频下可供选择的功率铁氧体材料非常有限,只限于少量的型号。工作频率在左右时,常用的磁芯材料有公司的,公司的、,国内天通公的。这些磁芯材料的具体性能参数见表.。表.常用高频铁氧体磁芯材料的性能参数磁导率 饱和磁通 剩磁 矫顽力 电阻率 损耗 居里温度 适合频率型号/ . . .?. .一 .天通的性价比较高,实验中,我们选择作为变压器的磁芯材料。磁芯尺寸选取磁芯尺寸的选取最常用的有两种设计方法【,一种是法,即先求出磁芯窗口面积与磁芯有效截面积。的乘积?。,称磁芯面积乘积,根

43、据值,查表找出所需磁性材料的编号;第二种是先求出几何参数,查表找出磁芯编号,再进行设计。这里我们用彳尸法来设计谐振变换器中变压器的磁芯尺寸。变压器总的视在功率计算公式为:暑:艺三:.芝 .圪。为变压器输出电压,厶为变压器输出电流的平均值,/为变压器的传输效率,假定为/%,那么可以计算得到视在功率.。第章】描?谐振变臣器的磁设计浙江大学硕学位论文磁芯面积乘积计算公式为:一:生:。【归,其中以为窗口使用系数,一般取 ;为波形系数,对方波取,;作频率:工作磁通;丘、膏为磁芯结构常数,典型值为。选择磁芯时置对于变压器.?。经过计算可得一严。需加一倍的裕量,需要的磁芯值应该不小于选用天通的标准磁芯型号。

44、茛外形如罔.所示。屋 营匹营匐廷凡墟 融占外形。,根据厂家提供的磁芯尺寸:。 .选择比设计值略大的磁芯是为了增大磁芯窗口面积,为下一步的磁元件集成留下裕量。原边绕组设计选定磁芯吼后,我们可以按照公式 来计舁原边辊维的乜毅脚:,伟者溉其中.为变压器原边电压,。为磁芯的有效截面积。经过计算可得原边的匝数,我们这咀取爪比的整数倍匝。%.一原边绕组的电流七为:黔浙江大学硕士学位论文 第章谐振变换器的磁设计.绕组的电流密度.,为:?氐./根据式.和式.可以计算出原边绕组裸线面积【。因为?谐振变换器的变压器副边是有中间抽头的,所以印需要乘上.校正因数。.厶:?了.?:.一高频时集肤效应比较严重,集肤深度万

45、的计算公式为:.其中肛为导线材料的磁导率,厂为工作频率,为电阻率。计算可得工作在时铜线绕组的集肤深度为.。为了有效避免集肤效应的影响,我们根据导线规格表选择号线,导线直径为.,裸线面积为.。根据式.我们可以得到原边绕组的并联股数口:.绵石其中为原边绕组裸线面积,。为导线的裸线面积,计算可得口为.股,取整后原边绕组导线为单股线。副边绕组设计由于变压器的匝比和原边绕组的匝数都定了,所以副边绕组的匝数刀。可以计算得出:毽鲁。由于副边是全波整流,所以两个绕组都是匝。副边绕组裸线面积为。生等.,为了有效避免集肤效应的影响,我们根据导线规格表选择号线,导线直径为.,裸线面积为.。根据式.我们可以得到副边绕

46、组的股数风:.?口?产以?口老苴中儿为副沩绕组樱纬而翱.?为导线的梗缘而积.计笪可得仉为 附.浙江大学硕上学位论文 第章谐振变换器的磁设计取整后副边绕组导线为股线并绕。.输入电感设计磁芯选择输入电感的磁芯材料采用和变压器相同的天通公司的。磁芯尺寸通过法来设计。输入电感设计的具体要求为:输入电感量:?流过输.感的最大电流为:屯。瓤作频率为:厂输入电感最大的储能局 戤可以根据式.计算得到:.民。一寺?厶。?。输入电感的么尸值可以表示为: 、?吒一畿等厂其中为窗口使用系数,一般取.;工作频率;最大工作磁通;气、为磁芯结构常数,典型值为对于电感,一.。经过计算可得。根据天通的磁芯资料,选择最接近计算么

47、值的磁芯,其么尸值为.舢。线圈设计选择好磁芯后,我们需要设计输入电感线圈的匝数和需要开的气隙。输入电感匝数/的计算公式为:伍蚴 劭.告丽计算可得输入电感的匝数为匝。输入电感需要开的气隙,计算公式为:浙江大学硕士学位论文第章谐振变换器的磁设计州毛酱 一云巧广计算可得输入电感需要开气隙.。.线圈的电流密度,为:?氐./线圈的裸线面积么为:.厂.%因为号线的裸线面积为.,所以输入电感线圈需要并绕的股数为:旧乏计算可得线圈需要并绕的股数为.股,我们选取单股线。.串联谐振电感设计磁芯选择串联谐振电感的磁芯材料采用天通公司的。磁芯尺寸通过彳尸法来设计。串联谐振电感设计的具体要求为:串联谐振电感量:.岬?流

48、过串联谐振电感的最大电流为:气。瓠?工作频率为:串联谐振电感最大的储能乩舣可以根据式.计算得到:.%删:妻.厶.戤串联谐振电感。的彳尸值可以表示为:哟 、瓯。 肛畿等厂其中为窗口使用系数,一般取.;工作频率;最大工作磁浙江人学硕士学位论文 第章.谐振变换器的磁设计通;吒、为磁芯结构常数,典型值为对于电感,.。经过计算可得彳 删。根据天通的磁芯资料,选择最接近计算彳值的磁芯,其彳尸值为.。线圈设计选择好磁忑后,我们需要设计串联谐振电感的匝数和需要开的气隙。串联谐振电感匝数/的计算公式为:亿商亿告?.,计算可得串联谐振电感匝数为.匝,实验中选取匝。串联谐振电感需要开的气隙,计算公式为:。,毛瓮簪.

49、计算可得串联谐振电感需要开气隙.。.线圈的电流密度为:墨?氐./.线圈的裸线面积彳为:一/.因为号线的裸线面积。为.,所以串联谐振电感线圈需要并绕的股数。为:.叱妻计算可得线圈需要并绕的股数为.股,实验中我们选取股线并绕。.并联电盛设计磁芯选择并联电感的磁芯材料采用天通公司的。磁芯尺寸通过彳法来设计。并浙江大学硕士学位论文 第章谐振变换器的磁设计联电感设计的具体要求为:并联电感量:.?流过并联电感的最大电流为:一?工作频率为:并联电感最大的储能玩 戤可以根据式.计算得到:./。钆一去? 岛一并联电感三的彳值可以表示为:, 。肛磊等厂 局吃勰%夕其中为窗口使用系数,一般取.;工作频率厂;最大工作

50、磁通缘戡;墨、为磁芯结构常数,典型值为墨对于电感,:一.。经过计算可得舢。根据天通的磁芯资料,选择最接近计算彳尸值的磁芯,其彳尸值为.。线圈设计然后我们需要设计并联电感的匝数和需要开的气隙。并联电感匝数的计算公式为:?, ,刀?。以告计算可得并联电感匝数为.匝,实验中选取匝。并联电感需要开的气隙墨计算公式为:.毛锗计算可得并联电感需要开气隙.。.线圈的.电流密度,为:?钆./.。浙江大学硕上学位论文 第章谐振变换器的磁设计厶。,.线圈的裸线面积彳为:了/因为号线的裸线面积为.,所以并联电感线圈需要并绕的股数口为:. 王:牟石计算可得线圈需要并绕的股数为.股,实验中我们选取股线并绕。. .谐振变

51、换器的磁篁成设计方法提高工作频率可以减小无源元件的体积,但是高频化的方法仍有一定的局限性:一方面,频率的提高会增加开关损耗和磁元件的磁芯损耗【卯,影响整机的效率;另一方面,为了减小磁芯损耗,磁芯高频工作时一般都要降额使用,磁芯的利用率不高,限制了磁元件体积的减小【。因此为了进一步减小变换器的体积,必须采用磁集成技术。磁元件与磁元件集成的技术已经有相当久的历史。早在年,.就在其申请的专利中提出了耦合电感的概念【。磁元件的集成技术按照集成在一起的磁元件的磁通是否存在耦合关系,可以分为解耦的磁元件集成和不解耦的磁元件集成。其中解耦的磁元件集成方法【是最简单的磁元件集成方法,利用这种方法集成的磁元件的

52、磁通之间不存在耦合关系,通过集成可以实现磁路复用,减小整个体积提高功率密度。解耦的磁元件集成方法又可以分为通过共用低阻磁路来实现和通过磁通相互抵消来实现。通过共用低阻磁路的方法来集成多个磁元件,设计方法简单,不会因为集成而改变磁元件原有的磁通,且有可能减小公共的低阻磁路的损耗。这种方法需要一个独立的低阻磁路作为公共通路,因此对于聆个磁元件的集成需要时条磁路。与共用低阻磁路来实现多个磁元件的解耦集成方法相比,通过磁通相互抵消的方法来实现磁元件的解耦集成,其结构和设计均比较复杂,且会导致几个磁柱上磁感应强度分布不均,带来磁芯饱和的问题,而且这种方法仅限于磁元件较少情况的集成,不像共用低阻磁路的解耦

53、集成那样具有普遍性。浙江大学硕上学位论文 第章谐振变换器的磁设计采用不解耦的磁元件集成方法,集成在一起的磁元件的磁通存在耦合关系,因此设计比较复杂,但在一些应用场合利用它们之间的耦合关系可以改善电路性能。不解耦的磁元件集成,又可以分为电感与电感的集成、电感与变压器的集成等。电感与电感的集成,即通常所说的耦合电感,采用耦合电感可以减小电感电流纹波甚至可以实现零纹波。在电路和电路中耦合电感的应用就是这样的情况。耦合电感的另外一个很重要的用途就是在多路输出变换器中,通过用耦合电感来代替各路输出中分立的输出滤波电感,可以减小输出电流脉动、改善输出电压交叉调整率和输出电压的动态特性。电感与变压器的集成技

54、术主要应用于隔离型变压器中,通过集成可以减小磁元件数目和整体体积,提高功率密度。不解耦的磁集成设计方法通常设计相对复杂,而且应用范围有限,除非是在一些特定场合,否则较难得到应用。而通过共用低阻磁路实现的解耦集成设计方法比较简单,应用范围较为广泛。.谐振变换器中磁元件比较多,集成设计比较复杂,因此采用共用低阻磁路实现的解耦集成方法。.谐振变换器的磁元件包括输入电感厶、串联谐振电感厶、并联电感和变压器丁。本节的目的是把这些磁元件集成在一个磁芯中,减小变换器的体积,提高其功率密度。下面将按照各个磁元件与变压器一一集成的顺序分别讨论集成的设计方法。.并联电感与变压器的集成由于并联电感是并联在变压器两端的,所以通过在变压器的磁芯中加入气隙,从而使变压器的激磁电感值等于并联电感值,可以很方便的把并联电感与变压器集成在一起。一般情况下,为了保证开气隙后磁芯结构空间位置上的平衡,中心柱和边柱开同样的气隙,如图.所示。由于型磁芯中柱截面积是边柱截面积的二倍,所以可以等效为如图.所示结构进行分析。这样可以得至变压器磁芯加入气隙后的激磁电感值三为:.上:?一浙江大学硕士学位论文 第章】