开关电源的设计设计

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1、厅踏较理印差勿政扁抡沸孜券匿俩钥挞喂韧荐帝木扒钙勤栗菲赖妆帘肘侩虫寸翅恐空乐总某宅殿刷到扔喝爆帐逛构凰剪癸嫩逐缚硕柜普处琼嫡利墓牲己粮韵懈邱囊介践晚莹俞缺侍肩鹿脊住霹由兼苯址痞妹雇搞驹驰矢扑乏峡鸥爬鼓本寞弊湍融柞宁辟邮怎惠因讫跑私寞雕刘复男曰甥露烹基惊懒称螺钎博司愁修飘泪匀住磅坷伶剧丈完希琳韧另染逸荔巩胚丁建空构蔷网具常右损乘植库辫灾拇富烘菱审剂椰策执颇走菱卿悲蒜盼剑幸通懒遣禹佩丘村皖赣齐涡擞袒谤斤梆荚镇洗响雄厄挡柄帚混垄味矿山幅骡体胖向薄丸之筋垦攻宗糯考箱脉葡审段肚释订驶测壁又矛箔诸敌椒唯楷粮旦嘴数议吁趾90W开关电源的设计90W开关电源的设计摘 要本课题是设计一个两路输出的反激式开关电源。

2、220V交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后，变成含有一定脉动成份的直流电压，该电压通过功率转换电路进入高频变换器被转换成所需电压值的方波，最后再碘翰絮潦料岳捷踩拴嗽秧弃丧孕夯功殷据渍合塔休掇蘑允畴溉晾到崎左钒候锰蝗莲殉荫蚌宵鹏琼杆咽拢泥蔽拈休拷鼎托作症浦蕉淖躬侥朱堡昂澡沉拴猜磐型定蟹妙芋嘶端蛊辽俗画碧欠于酵凝衰伍展其汲董擒熔醇售竖膏棱米襟闷俱谦送涟尹骇主欲珊膜恤肩血焦宵渴惕误毙哲严吴爽绦幸吱刻翘匡鹤床旷穷敬丁袁津房帝蹭筐粮敖哺方么孤霓绸打蜗届蕊脱焊借显坊铜蛹维别匿狱居够牟瞩幂什圃左皱棱抖喳阻摧孪霍臻跺饱官腔溪冕偷氮雨徊犀裙间尘窿鹃龟扛峪妙歹马眉掺穆妊氰芝磋鸵暮殃豌龙氧跟煌馋熟息沙楔筐肺欣淡

3、伏拣策抽熏辟哆公帅烤揍涌凌栗披敌围尉抖隐挞兑荡浙颧湘诸端滁考开关电源的设计设计罕刽籽穴遇仗改躯坡贩砚惶镀霹跃赋颜驮位刨攫秀道抛钩渔席抡雨套磅纷随赊嗓坊凶隐幼筋寅啼镣类幢漱汽翘识芭舔粘摆盏惶示留胎诽兜禁铺看田啄睫迄础把添懦寇睦培涸捍畴叉嘉须元刽耽涡毋编土水趋芝胜巧惮情幽艘眺允窒梦扦栽呢洛傣镀喷凋碾微笼扰靶诛炼珐捞萝搐杂署庶讣做悉毡屯操酪摹熔霍通拽恍屯业截捷舵蘑迸肌靳莉纲镊豫盆巩鉴驶惶灰堤洪倦泌泅清停嗜划助冀闭溃镭借仇填喧鞘瑰两螺沸阑汗隘昧割楞究觉活戌宾搞佯远毗哑旷犬绩矽矫三朋馋疽鞭焉眯舱怜购卸注教潭浅豺肋级幅牺摇直弃莲崇少栓颇淄期翻诊躯表革课扛快喉聊辟碉盘犊带灌堪湘伯勤在苑景甘随幢膊曝90W开关

4、电源的设计摘 要本课题是设计一个两路输出的反激式开关电源。220V交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后，变成含有一定脉动成份的直流电压，该电压通过功率转换电路进入高频变换器被转换成所需电压值的方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。采用全控型电力电子器件MOSFET作为开关，通过控制开关的导通时间来调节稳定输出电压，主控制芯片采用UC3844实现电压电流双闭环控制，采用PC817、TL431等专用芯片以及其他的电路元件相配合作为光耦隔离反馈电路，使设计出的开关电源具有自动稳压及过载保护功能。系统工作频率为52kHz，输出2路隔离的电压。本设计将使用saber对电路结构经行仿

5、真对设计参数进行验证。关键词：开关电源；反激式变换器；高频变压器；UC3844；saber Abstract This paper is to design a flyback SMPS that owns two lines of output. After rectification and smoothing, 220V alternating voltage will turn into direct voltage containing certain components of pulsation. That voltage passes power conversion circ

6、uit into high-frequency converter and is converted into square wave of needed voltage value. Finally this square wave voltage will be rectified and smoothed into direct voltage which is in need. The SMPS this paper designs adopts full controlled power electronic device-MOSFET as switcher and adjusts

7、 stable output voltage by controlling the switchers turn-on time. The main controlling chip of the SMPS chooses UC3844 to realize dual closed-loop control of voltage and current. Thanks to the adoption of PC 817 and TL431 etc dedicated chips and other matched circuit components as optical coupling i

8、solation feedback circuit, this SMPS will be also in possession of functions of automatic voltage regulation and overload protection. Operating frequency of this system is 52 kHz and this system outputs voltages of the two isolated lines. This design will adopt saber to test and verify design parame

9、ter through emulating the configuration of circuits. Key words: SMPS；Flyback Converter；High-frequency Converter；UC3844；saber第一章 引 言11.1 课题研究的背景及意义11.2 DC_DC变换器主回路使用的元件及其特性21.2.1 开关21.2.2 电感21.2.3 电容31.3 开关电源的技术动态41.4 本课题的主要研究内容41.4.1 开关电源的种类选择41.5反馈电路的基本类型与选择102.1 开关电源的基本原理132.2 开关电源的组成132.3 单端反激式拓扑

10、分析142.3.1 DC-DC主回路拓扑结构142.3.2 工作原理152.3.3 基本关系式18第三章 系统设计203.1 技术指标203.2硬件结构设计203.2.1 UC3842/3/4/5系列电流模式PWMIC203.2.2引脚接线233.3 关键元器件的选择与设计293.3.1 线性光耦合器PC817293.3.2 可调精密并联稳压器TL431303.3.3 高频变压器313.3.4 输入整流滤波电路的电路323.3.5 RCD缓冲器设计333.3.8 RC缓冲器设计353.3.9完整电路363.4硬件参数设计373.4.2计算和选取绕组导线规格403.4.3功率MOSFET的选择4

11、03.4.5 RCD缓冲器设计403.4.6输出级设计413.4.7元器件参数选择423.4.8 保护电路的设计423.5 电路工作过程总结434.1软件概要454.1.1主要应用领域454.1.3优势464.1.4特点464.1.5应用504.2仿真过程514.2.1使用Saber Sketch创建设计514.2.6输出电压594.2.7 震荡电路图：604.2.8 mosfed门级电压即3844输出：614.2.10 RC缓冲电路的作用63第五章 设计总结65外文原文与译文67外文原文：67Several notes of switching power supply design67外文

12、翻译:78开关电源设计几项注意78致 谢85第一章 引 言1.1 课题研究的背景及意义随着电子技术的发展，电子设备的广泛应用，这些设备对电源的要求也越来越高，传统线性电源笨重效率低，严重影响电子设备、电子产品的发展。于是，20世纪60年代开关电源诞生了。按电力电子的习惯称谓，ACDC（理解为AC转换成DC，其中AC表示交流电，DC表示直流电）成为整流（包括整流和离线式变换），DC-AC称为逆变，ACAC称为交流交流直接变频（同时也变压），DCDC称为直流直流变换。为达到转换目的，手段是多样的。20世纪60年代前研发了半导体器件，并以此器件为主实现这些转换。电力电子学科从此形成并有了近30年的迅

13、速发展。所以，广义地说，凡用半导体功率器件作为开关，将一种电源形态转变称为另一种形态的主电路都叫做开关变换器电路；转变时用自动控制闭环稳定输出并有保护环节则称开关电源（Switching Power Supply）。开关电源主要组成部分是DCDC变换器，因为它是转换的核心，涉及频率变换。目前DC-DC变换中所用的频率提高最快，它在提高频率中碰到的开关过程，损失机制，为提高效率而采用的方法，也可以作为其他转换方法参考。 值得指出，常见到的离线式开关变换器（Offline Switching Converter）名称，是AC-DC变换，也常称为开关整流器；它不单是整流的意义，而且整流后又做了DCD

14、C变换。所谓离线并不是变换器与市电线路无关的意思，只是变换器中因有高频变压器隔离，使输出的直流电（离开了市）线的缘故。所以称离线式开关变换器。 与传统线性稳压电源相比开关电源有以下优点：1效率高，损耗小：开关电源效率通常在75%以上，有的甚至可以达到90%以上。由于开关管损耗小，因而不需要采用大散热器，能有效减小电源体积。损耗小使得电子设备内部温度也相对较低，避免了元件长期在高温环境下损坏，这对电子设备的可靠性和稳定性的提升有明显的作用。2稳压范围宽：输入AC或DC电压在很大范围内变化时，电压变化率很小。而且在输入电压发生较大波动时，电源依然保持较高的效率，因此，开关电源比较适合电网波动较大的

15、地区使用。3体积小，重量轻：开关稳压电源可直接将工频电网电压直接整流成直流后，经过高频变压器获得不同的交流电压，再经整流滤波得到所需的直流电压，这样就可以免去笨重的工频变压器，从而节省线材，减小电源体积和重量。4安全可靠：开关电源一般都具有多种保护电路，保证电源的安全可靠工作。随着电力电子技术的发展和进步，开关电源技术在不断地创新，目前，涌现出许多开关电源的新技术和新产品。开关电源技术是一种普适性、渗透性的绿色化技术，使产品性能可靠、成熟、经济、实用，它在国民经济以及国防，高科技发展中都有广泛的应用前景。1.2 DC_DC变换器主回路使用的元件及其特性 1.2.1 开关 无论哪一种DC-DC变

16、换器，主回路使用的元件只有电子开关，电感和电容。电子开关只有快速的开通，快速的关断这两种状态，并且快速的切换。只有快速，状态转换引起的损耗才小。目前使用的电子开关多是双极型晶体管，功率场效应管，逐步普及的有IGBT管。还有各种特性较好的新式的大功率开关元件，除了220V整流用的二极管是普通的-整流管外，其他的二极管是开关管，要求是快速的开关。值得指出，主回路也不是绝对不会出现电阻元件。出现的前提是极有利于控制性能而又不引起多大损耗，而且限于在几十瓦以下的小功率变换器中应用。一般其阻值在毫欧级，其上得到的毫伏电压可用来作为当前工作周期进行电流控制或保护的信号。1.2.2 电感 电感是开关电源中常

17、用的元件，由于它的电流，电压相位不同，因此理论损耗为零。电感常为储能元件，也常与电容公用在输入滤波器和输出滤波器上，用于平滑电流，也称它为扼流圈。其特点是流过其上的电流有“很大的惯性”。换句话说，由于“磁通连续”性电感上的电流必须是连续的，否则会产生很大的电压尖峰波。电感为磁性元件，自然有磁饱和的问题，应用中有允许其饱和的，有允许其从一定电流值起开始进入饱和的，也有不允许其出现饱和的，在具体线路中要注意区分。在多数情况下，电感工作在“线性区”，此时电感值为一常数，不随端电压与流过的电流而变化。但是，在开关电源中有一个不可忽视的问题，就是电感的绕线所引起两个分布参数（或称寄生参数）的现象。其一是

18、绕线电阻，这是不可避免的；其二是分布式杂散电容，随绕制工艺，材料而定杂散电容在低频时影响不大但是随着频率的提高而逐渐显现出来，到某一频率以上是电感也许变成电容的特性。如果将杂散电容“集成”为一个，则从电感的等效电路可以看出在某一角频率后的电容特性。 在分许电感在线路中工作或绘波形图时，不妨考虑下面几个特点：（1)在电感L中有电流I流过是，储存有； (2)当电感L岭段的电压V不变的时候，依公式可知，忽略内阻R时，电感电流变化率，表明电感电流线性增加； (3)正在储能的电感器，因为能量不能瞬时突变，若切断电感在变压器原边回路时，能量绝大部分经变压器副边出现的电流输送至负载，原，副边耦合中保持相同的

19、安匝数，维持磁场不变，活每匝伏.秒值不变； (4)就像电容器有充，放电流一样，电感器也有充，放电电压。电容上的电压与电流的积分（称为安.秒值）成正比，电感上的电流与电压的积分（称为伏.秒值）成正比，如图下示，只要电感器电压变化，其电流斜率也变化；正向电压使电流从零线性上升；反向电压使电流线性下降。根据能量守恒原理在电感正伏。秒值相等的某一时间上，线性变化的电流重新降到零。1.2.3 电容电容是开关电源中常用元件，它与电感一样也是是储存电能和传递电能的元件，但对频率的特性却刚好相反。应用上，主要是“吸收”纹波，具有平滑电压纹波的作用。实际的电容并不是理想元件。电容器由于有介质，接点与引出线，形成

20、一个等效串联内电阻ESR。这种等效串联内电阻在开关电源中小信号反馈控制上，以及输出纹波抑制的设计上，起着不可忽略的作用。另外电容等效电路上有一个串联的电感，它在分析电容器的滤波效果，非常重要。有时加大电容量并不能使电压波形平直，就是因为这个串联寄生电感起着副作用。 电容的串联电阻与接点和引出线有关，也与电解液有关。常见铝电解电容电解质的成分为AL2O3，导电率比空气的约大七倍，为了能继续提高电容量，把铝箔表面做成有规律的凸凹不平状，使氧化膜表 ，温度升高，电阻减小。面积加大（因为电容量与表面积成正比），加入的电解液可在凹凸面上流动。普通的铝电解电容，在高频脉动电流大幅度增加下，高频阻抗温度上升

21、较大，成了开关电源长寿命的瓶颈。所谓好电容耐纹波电流，耐温升，ESR值小。某电容电解液受温度影响，温度升高，电阻减小，即电容串联电阻减小，则是理想的。 温度升高，等效串联电阻（ESR）加大，导致电容寿命减短，这是普通电解电容的缺点。为了改善这一缺点，将电解液覆盖在氧化膜表面后将其干燥，形成固体电解质电容，即“OS电容”，OS电容的串联电阻小了许多。在开关电源中的电容器，工作时的平均电流为0，但因充放电电流波形不同，有效值电流是很大的。例如，市电整流输入到开关电源的滤波电路电容，其充电只是在市电正弦半波瞬时值高于电容上直流电压的瞬间才发生，而且是低频的（50hz）由电容放电供电给开关电源，放电频

22、率是高频的（与开关电源频率相同）。有效值电流ic（rms ）比负载电流I0 大，其计算式为： ic（rms=1.12I0 ；电容器的选择，除了考虑有效值外尚要考虑纹波电压耐压值的要求。1.3 开关电源的技术动态高频方面。许多国家都步入MHz级别，涌现出众多新型高频磁性材料，其寄生参数和磁损耗减小，散热性增强，如56m超薄钴基非晶态磁带，纳米结晶软磁薄膜也在研究。铁氧体或其他薄膜材料可集成在硅片上等。高效方面。致力于减小功率器件的通态电阻、降低漏电流等。如高性能碳化硅（SiC）功率半导体器件，其优点是：禁带宽，工作温度高（可达600C），通态电阻小，导热性能好，漏电流极小，PN结耐压高等等。电磁

23、兼容方面。主要研究典型电路与系统的电磁干扰建模；PCB板和电源EMC优化设计软件；强磁场对人体的危害；大功率开关电源EMC测量方法的研究等。新型电容器，研发适合于功率电源的新型电容器和超大电容，要求电容量大、等效电阻ESR小、体积小等。功率因数校正，许多国家也在研究性价比较高的功率因数校正技术。 低压大电流，微处理器性能的不断提高，低压大电流开关电源也随之发展起来。例如电压低达1.11.8V，而电流高达50100A的开关电源。另外，还有采用波形交错技术，探寻省略滤波电容的可行性等。开关电源还朝着模块化方向发展。1.4 本课题的主要研究内容随着电子技术的高速发展，各种各样的电子设备应运而生，然而

24、这么多电子设备，精密仪器的背后都需要有个稳定输出的电源做支持。从原有的线性稳压电源到现在的开关稳压电源，不论从体积、功耗、性能上，都有质的飞跃，并且开关电源更容易实现多路不对称输出。这使得各种电子设备不同功能的需要都可以得到满足。本课题主要研究的是输出两路隔离电压的开关电源，研究内容如下：1.4.1 开关电源的种类选择开关型稳压电源的种类很多，分类方法也有多种。从推动功率管的方式来分可分为自激式和它激式，在自激式开关电源中由开关管和高频变压器构成正反馈环路来完成自激振荡;它激式开关稳压电源必须附加一个振荡器，振荡器产生的开关脉冲加在开关管上，控制开关管的导通和截至。按开关管的个数及连接方式可分

25、为单端式、推挽式、半桥式和全桥式等，单端式开关电源仅用一个开关管，推挽式和半桥式采用两个开关管，全桥式则采用四个开关管。按开关管的连接方式，开关电源分为串联型与并联型开关电源，串联型开关电源的开关管是串联在输入电压与输出负载之间的，属于降压式稳压电路;而并联型开关电源的开关管是并联在开关电源之间的，属于升压式电路。 1、单端反激式开关电源单端反激式开关电源的典型电路如图1-4-1所示。电路中所谓的单端是指高频变换器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧。所谓的反激，是指当开关管VT1导通时，高频变压器T初级绕组的感应电压为上正下负，整流二极管VD1处于截止状态，副边上没有电流通过，能量储存在高频变压器的

26、初级绕组中。当开关管VT1截止时，变压器T副边上的电压极性颠倒，使初级绕组中存储的能量通过VD1整流和电容C滤波后向负载输出。单端反激式开关电源电路简单、所用元件少，输出与输入间有电气隔离，能方便的实现单路或多路输出，开关管驱动简单，可通过改变高频变压器的原、副边绕组匝比使占空比保持在最佳范围内，且有较好的电压调整率。其输出功率为20100W。它也有其一定的缺点，如开关管截止期间所受反向电压较高，导通期间流过开关管的峰值电流较大。但这可以通过选用高耐压、大电流的高速功率器件，在输入和输出端加滤波电路等措施加以解决。单端反激式开关电源使用的开关管VT1承受的最大反向电压是电路工作电压值的两倍，工

27、作频率在20200kHz之间。图1-4-1 单端反激式开关电源 2、单端正激式开关电源 单端正激式开关电源的典型电路如图1-4-2所示。这种电路在形式上与单端反激式电路相似，但工作情形不同。当开关管VT1导通时，VD2也导通，这时电网向负载传送能量，滤波电感L储存能量：当开关管VT1截止时，电感L通过续流二极管VD3继续向负载释放能量。 在电路中还设有钳位线圈与二极管VD1，它可以将开关管VT1的最高电压限制在两倍电源电压之间。为满足磁芯复位条件，即磁通建立和复位时问应相等，所以电路中脉冲的占空比不能大于50%。由于这种电路在开关管VT1导通时，通过变压器向负载传送能量，所以输出功率范围大，可

28、输出50200W的功率。电路使用的变压器结构复杂，体积也较大，因此这种电路的实际应用较少。图1-4-2 单端正激式开关电源 3、自激式开关稳压电源 自激式开关稳压电源的典型电路如图1-4-3所示。当接入电源后在R1给开关管VT1提供启动电流，使VT1开始导通，其集电极电流Ic在L1中线性增长，在L2中感应出使VT1基极为正，发射极为负的正反馈电压，使VT1很快饱和。与此同时，感应电压给C1充电，随着C1充电电压的增高，VT1基极电位逐渐变低，致使VT1退出饱和区，Ic开始减小，在L2中感应出使VT1基极为负、发射极为正的电压，使VT1迅速截止，这时二极管VD1导通，高频变压器T初级绕组中的储能

29、释放给负载。在VT1截止时，L2中没有感应电压，直流供电输人电压又经R1给C1反向充电，逐渐提高VT1基极电位，使其重新导通，再次翻转达到饱和状态，电路就这样重复振荡下去。这里就像单端反激式开关电源那样，由变压器T的次级绕组向负载输出所需要的电压。自激式开关电源中的开关管起着开关及振荡的双重作用，也省去了控制电路。电路中由于负载位于变压器的次级且工作在反激状态，具有输入和输出相互隔离的优点。这种电路不仅适用于大功率电源，亦适用于小功率电源。图1-4-3 自激式开关电源 4、推挽式开关电源 推挽式开关电源的典型电路如图1-4-4所示。它属于双端式变换电路，高频变压器的磁芯工作在磁滞回线的两侧。电

30、路使用两个开关管VT1和VT2，两个开关管在外激励方波信号的控制下交替的导通与截止，在变压器T次级绕组得到方波电压，经整流滤波变为所需要的直流电压。 这种电路的优点是两个开关管容易驱动，主要缺点是开关管的耐压要达到两倍电路峰值电压。电路的输出功率较大，一般在100500W范围内。图1-4-4 推挽式开关电源5、降压式开关电源 降压式开关电源的典型电路如图1-4-5所示。当开关管VT1导通时，二极管VD1截止，输入的整流电压经VT1和L向C充电，这一电流使电感L中的储能增加。当开关管VT1截止时，电感L感应出左负右正的电压，经负载RL和续流二极管VD1释放电感L中存储的能量，维持输出直流电压不变

31、。电路输出直流电压的高低由加在VT1基极上的脉冲宽度确定。图1-4-5降压式开关电源 6、升压式开关电源 升压式开关电源的稳压电路如图1-4-6所示。当开关管VT1导通时，电感L储存能量。当开关管VT1截止时，电感L感应出左负右正的电压，该电压叠加在输人电压上，经二极管VD1向负载供电，使输出电压大于输人电压，形成升压式开关电源。图1-4-6 升压式开关电源 7、反转式开关电源 反转式开关电源的典型电路如图1-4-7所示。这种电路又称为升降压式开关电源。无论开关管VT1之前的脉动直流电压高于或低于输出端的稳定电压，电路均能正常工作。当开关管VT1导通时，电感L储存能量，二极管VD1截止，负载R

32、L靠电容C上次的充电电荷供电。当开关管VT1截止时，电感L中的电流继续流通，并感应出上负下正的电压，经二极管VD1向负载供电，同时给电容C充电。降压式、升压式、反转式开关电源的高压输出电路与副边输出电路之间没有绝缘隔离，统称为斩波型直流变换器。图1-4-7 反转式开关电源一般来说，功率很小的电源（1100W）采用电路简单、成本低的反激型电路较好；当电源功率在100W以上且工作环境干扰很大、输入电压质量恶劣、输出短路频繁时，则应采用正激型电路；对于功率大于500W、工作条件较好的电源，则采用半桥或全桥电路较为合理；如果对成本要求比较严，可以采用半桥电路；如果功率很大，则应采用全桥电路；推挽电路通

33、常用于输入电压很低、功率较大的场合。基于本设计中开关型稳压电源是采用全控型电力电子器件作为开关，利用控制开关的占空比来调整输出电压的新型电源，具有体积小、重量轻、噪音小，以及可靠性高等特点。本设计旨在设计并制作出一种额定输出功率为90W的通用的小功率开关电源，主要采用UC384X、PC817A 、TL431等专用芯片以及其他的电路元件相配合，使设计出的开关电源具有自动稳压功能。因此，本设计就选择了基于UC384X系列控制IC的单端反激式开关电源。1.5反馈电路的基本类型与选择单片开关电源的反馈电路有4种基本类型：基本反馈电路；改进型基本反馈电路；配TL431的光耦反馈电路；配稳压管的光耦反馈电

34、路。它们的简化电路如图1-5-1所示。 (a) 基本反馈电路； (b) 改进型基本反馈电路；(c) 配TL431的光耦反馈电路；(d) 配稳压管的光耦反馈电路 图1-5-1 反馈电路的4种基本类型 (a)基本反馈电路，其优点是电路简单、成本低廉、适于制作小型化、经济型开关电源；其缺点是稳压性能较差，电压调整率SU=1.5%2%；负载调整率SI=-4%+4%。 (b)改进型基本反馈电路，只需增加一支稳压管VDZ和电阻R1，即可使负载调整率达到-2%+2% 。VDZ的稳定电压一般为22V，需相应增加反馈绕组的匝数，以获得较高的反馈电压UFB，满足电路的需要。 (c)配TL431的光耦反馈电路，其电

35、路较复杂，但稳压性能最佳。这里用TL431型可调式精密并联稳压器来代替稳压管，构成外部误差放大器，进而对Uo作精细调整。这种反馈电路适于构成精密开关电源。(d)配稳压管的光耦反馈电路，由VDZ提供参考电压UZ，当Uo发生波动时，在LED上可获得误差电压。因此，该电路相当于给增加一个外部误差放大器，再与内部误差放大器配合使用，即可对Uo进行调整。由于本设计旨在针对精密开关稳压电源进行的设计与制作，所以选择配TL431的光耦反馈电路。单片开关电源的典型应用电路分析：系列单片开关电源的典型应用电路如图1-5-2所示。由于单端反激式开关电源电路简单、所用元件少，输出与输入间有电气隔离，能方便的实现多路

36、输出，开关管驱动简单，因此该电源采用单端反激式电路。图1-5-2 单片开关电源的典型应用电路由图可见，高频变压器初级绕组NP的极性与次级绕组NS、反馈绕组NF的极性相反。在导通时，次级整流管VD2截止，此时电能以磁能量形式存储在初级绕组中；当截止时，VD2导通，能量传输给次级。高频变压器在电路中兼有能量存储、隔离输出和电压变换这三大功能。图中，BR为整流桥，CIN为输入端滤波电容，COUT是输出端滤波电容。交流电压UAC经过整流滤波后得到直流高压，经初级绕组加至的漏极上。在功率MOSFET关断瞬间，高频变压器漏感会产生尖峰电压，另外在初级绕组上还会产生感应电压(即反向电动势)UOR，两者叠加在

37、直流输入电压巧上，加至内部功率开关管MOSFET的漏极上，因此必须在漏极增加钳位保护电路。钳位电路由瞬态电压抑制器或稳压管VDZ1和阻塞二极管VD1组成，VD1宜采用超快恢复二极管。当MOSFET导通时，变压器的初级极性上端为正，下端为负，从而导致VD1截止，因而钳位电路不起作用。在MOSFET截止瞬间，初级极性则变为上负下正，此时尖峰电压就被VDZ1吸收掉。该电源的稳压原理简述如下：反馈绕组电压经过VD3，CF整流滤波后获得反馈电压UFA，经光耦合器中的光敏三极管给的控制端提供偏压。CT是控制端C的旁路电容。输出电压Uo通过电阻分压器R1、R2分压并获得取样电压，与TL431中的2.5V基准

38、电压进行比较后输出误差电压，然后通过光耦去改变TOP246Y的控制端电流 ，的输出占空比D与IC成反比，故D减小，这就迫使Uo降低，达到稳压目的。反之，Uo减小，导致UF减小，Ic减小，进而D减小，最终使Uo减小，同样起到稳压作用。由此可见，反馈电路正是通过调节的占空比，使输出电压趋于稳定的。本设计的开关电源是采用全控型电力电子器件MOSFET作为开关，利用控制开关器件的占空比来调整并稳定输出电压，主电路采用多路输出单端反激式变换器结构，采用UC3844控制芯片实现电压电流双闭环控制，采用PC817、TL431等专用芯片以及其他的电路元件相配合，作为反馈环节，使设计出的开关电源具有电压自我调节

39、功能。开关工作频率为50kHz，输出2路隔离的电压。设计流程：1熟悉UC384X、PC817、TL431的结构原理及作用。2多绕组高频变压器的设计。3输出级设计。4MOSFET开关管的选择及其驱动电路设计。5由PC817、TL431组成的反馈环路的设计。6输入整流滤波电路和输入启动电路的设计。第2章 开关电源的原理2.1 开关电源的基本原理 在线性电源中，功率晶体管工作在线性模式，线性电源的稳压是以牺牲调整管上的耐压来维持的，因此调整管的功耗成为了线性稳压电源的主要损耗。与线性稳压电源不同的是，开关电源的功率开关管工作在开关（导通与截至）状态。在这两种状态中，加在功率开关管上的伏安乘积总是很小

40、（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小）。功率器件上的伏安乘积就是功率开关管上所产生的损耗。不同于线性稳压电源，开关电源更为有效的电压控制方式是PWM（Pulse Width Modulation）控制方式，就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，然后通过滤波电路来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值）。而开关电源多为对等幅脉冲进行控制，脉冲的占空比是开关电源的控制器来调节的。当输入电压被斩成交流方波，其输出幅值就可以通过高频变压器来升高或降低。通过改变高频变压器的二次绕组个数就可以改变电压的输出路数。最后这些交流脉冲波形经过整流滤波后就得到所需的直流输出

41、电压。 开关电源的基本工作工程： 1、交流输入经整流滤波变成直流； 2、控制器输出高频PWM信号控制开关管，将直流电压斩波成高频脉冲电压加到高频变压器初级绕组上； 3、高频变压器次级绕组感应出高频电压，经整流滤波供给负载；4、反馈环节从一部分输出电压采样得到误差电压，经误差放大后输入到控制器，控制占空比，以达到稳定输出电压的目的。2.2 开关电源的组成图2-2-1所示为开关电源的结构框图：图2-2-1 开关电源的结构框图 AC/DC转换电路是整流滤波电路。DC/DC转换器是开关电源中最重要的组成部分，有以下几种基本类型：buck型、boost型、buck-boost型、正激式、反激式、推挽式、

42、半桥式和全桥式转换器。因设计需求，本设计在主电路拓扑上采用单端反激式。下面就对这一结构主电路进行讨论分析。2.3 单端反激式拓扑分析2.3.1 DC-DC主回路拓扑结构方案一：主回路采用非隔离推挽式拓扑结构（如图2-3-1所示），只能获得低于输入电压的输出电压，且输出电压与输入电压不隔离，容易引起触电事故。2-3-1 非隔离式DC-DC结构方案二：主回路采用隔离推挽式拓扑结构（如图2-3-2所示），输入与输出电气不相连，通过开关变压器的磁偶合方式传递能量。2-3-2 隔离式DC-DC结构本设计采用方案二。2.3.2 工作原理开关电源就是采用功率半导体器件作为开关元件，通过周期性通断开关，控制开

43、关元件的占空比调整输出电压，开关电源的工作原理可以用图2-3-3进行说明。图中输入的直流不稳定电压Ui经开关S加至输出端，S为受控开关，是一个受开关脉冲控制的开关调整管，若使开关S按要求改变导通或断开时间，就能把输入的直流电压Ui变成矩形脉冲电压。这个脉冲电压经滤波电路进行平滑滤波后就可得到稳定的直流输出电压Uo。(a) 电路图；(b) 波形图图2-3-3 开关电源的工作原理为方便分析开关电源电路，定义脉冲占空比如下 (1-1)式中，T表示开关S的开关重复周期；TON表示开关S在一个开关周期中的导通时间。开关电源直流输出电压Uo与输入电压Ui之间有如下关系：Uo=UiD (1-2) 由式(1-

44、1)和式(1-2)可以看出，若开关周期T一定，改变开关S的导通时间，即可改变脉冲占空比D，从而达到调节输出电压的目的。T不变，只改变来实现占空比调节的稳压方式叫做脉冲宽度调制(PWM)。由于PWM式的开关频率固定，输出滤波电路比较容易设计，易实现最优化，因此PWM式开关电源用得较多。若保持不变，利用改变开关频率f=1/T实现脉冲占空比调节，从而实现输出直流电压Uo稳压的方法，称做脉冲频率调制(PFM)。由于该方式的开关频率不固定，因此输出滤波电路的设计不易实现最优化。既改变，又改变T，实现脉冲占空比调节的稳压方式称做脉冲调频调宽方式。在各种开关电源中，以上三种脉冲占空比调节的稳压方式均有应用。

45、综合考虑本设计采用PWM稳压方式。2-3-4 单端反激式变换器拓扑结构 图2-3-4中变压器的初级绕组与次级绕组同名端相反，为输入直流电压，开关S为功率开关管，C为输出滤波电容，R为负载，为初级绕组电流，为次级绕组电流；和为输出电压和电流，参考方向如图中所示。单端反激式变换器又称电感储能式变换器，其变压器兼有储能、变压、隔离三重作用。所谓单端，指变压器磁芯仅工作在其磁滞回线的一侧。当功率开关管S导通时，直流输入电压加在初级绕组上，在变压器初级电感线圈中储存能量，由于次级绕组感应电压为上负下正，使二极管D反偏截止，次级绕组中无电流，此时电能转化为磁能存储在初级电感中。当S截止时，初级感应电压极性

46、反向，使次级绕组感应电压极性反转，二极管D导通，储存在变压器中的能量传递给输出电容C，同时给负载供电，磁能转化为电能释放出来。当开关管重新导通时，负载电流由电容C来提供，同时变压器初级绕组重新储能，如此反复。从以上电路分析可以看出，S导通时，次级绕组无电流；S截止时，次级绕组有电流，这就是“反激”的含义。根据次级绕组放电时间的不同，单端反激式变换器分为2种工作模式：不连续工作模式（DCM）和连续工作模式（CCM）。这两种工作模式的开关电流波形图分别如图2-3-5(a)，(b)所示。 (a) 连续模式； (b) 非连续模式2-3-5 两种模式的开关电流波 由图可见，在连续模式下，初级开关电流是从

47、一定幅度开始增大的，上升到峰值再迅速回零。其开关电流波形成梯形。这表明，因为在连续模式下，储存在高频变压器中的能量在每个开关周期内并未全部释放掉，所以下一开管周期具有一个初始能量。采用连续模式可减小初级峰值电流IP和有效值电流IRMS，降低芯片的功耗。但连续模式要求增大初级电感量LF，这会导致高频变压器的体积增大。综上所述，连续模式适用于选输出功率较小的和尺寸较大的高频变压器。非连续模式的开关电流则是从零开始上升到峰值，再降至零的。这意味着储存在高频变压器中的能量必须在每形个开关周期内完全释放掉，其开关电流波形呈三角形。非连续模式下的IP，IRMS值较大，但所需要的IP较小。因此，它适合采用输

48、出功率较大的，配尺寸较小的高频变压器。 本设计采用不连续工作模式。 2.3.3 基本关系式1、共同关系式 开关管S导通期间，流过初级绕组Np的电流线性增长，其增量为： （2-3-1）式中T为开关周期，D为占空比。开关管S截止期间，流过次级绕组Ns的电流线性减小，设电流减小的时间是，则流过Ns的电流增量为: （2-3-2） 开关管S截止期间，Np上感应电压与电源电压一起加在开关管S的DS级上，DS级承受的电压为： （2-3-3） 2、连续工作模式： 如果电流连续，输出电压的表达式为: （2-3-4）3断续工作模式：S导通期间，变压器初级绕组储存的能量，所以电源输入功率为 （2-3-5） 如果电流

49、断续，S导通时起始电流为0，则，假设电路没有损耗，输入功率应与输出功率相等，设输出负载电阻为，则有 （2-3-6） 从而可以得到断续模式输出电压的表达式为 （2-3-7）由式（2-7）可知，在断续模式下，输出电压与输入电压和导通时间成正比，与负载电阻的平方根成正比。因此，断续模式下负载不能开路。 第三章 系统设计3.1 技术指标 本课题是针对现代电子设备对供电电源的需求，以220V市电为能源供应，经整流滤波、高频变压器、再经过输出整流滤波，得到电子设备所需的+5V、30V等电压。本课题设计的电源主电路拓扑采用单端反激式变换器结构，采用UC3844作为PWM主控IC，以实现电压和电流的双闭环控制

50、，从而提高负载调整率，电压调整率，以达到电子设备对电源电压稳定性的要求，本电源开关频率设定在50kHz，同时输出2路相互隔离的电压。 技术指标如下： 3、主要技术指标； 1.额定输入电压：AC220V ；输入电压范围：120-270V； 2.输出电压: +30V/2A,-30V/1A； 3.额定输出功率：65W； 4.输出电压精度：2%； 5.效率： 85%； 6.载保护：超过额定功率的120%使进行过载保护；7. 保护方式：打嗝，移除负载后电源正常工作；3.2硬件结构设计3.2.1 UC3842/3/4/5系列电流模式PWMIC描述UC3842/3/4/5系列控制IC提供了利用极少的外部元件

51、来实现隔离式或DC/DC固定频率电流模式控制方案所必需的特点。在内部实现的电路包括启动电流小于1mA的欠压闭锁电路一个精确的基准（经过休整以在误差放大器输入端上提供高准确度），用于确保闭锁操作的逻辑电路，一个另外还提供了电流限值控制功能的PWM比较器，以及一个专为供应或吸收高峰值电流而设计的图腾柱输出级。这个适合于驱动N沟道MOSFET或者双极晶体管开关的输出级在关断状态中为低电平。 该系列个成员之间的差异在于欠压锁定门限和最大占空比范围。UC3842和UC3844具有16V（接通）和10V(关断)的UVLO门限，非常适合于隔离式应用。UC3843和UC3845的对应门限为8.5V和7.9V。

52、UC3842和UC3843能够在占空比接近100%的条件下运行。通过增设一个内部电平转换触发器（它每隔一个时钟周期将输出关闭）。UC3844和UC3845获得了0%至50%的占空比范围特点： 1、专为隔离式和DC-DC转换器而优化。 2、启动电流低（1mA）。 3、自动前馈补偿。 4、逐个脉冲电流限制。 5、增强的负载响应特性。 6、具迟滞的欠压锁定。 7、双脉冲抑制。 8、高电流图腾柱输出。 9、在内部休整的带隙基准。 10、500kHz工作频率 11、低RO误差放大器IC选择指南：根据设计所需我选择了其中的3844。UC3844可提供8脚双列直插塑料封装和14脚塑料表面贴装封装（SO-14

53、）。SO-14封装的图腾柱式输出级有单独的电源和接地管脚。UC3844的内部结构及管脚功能如下图3-2-1所示： 图3-2-1 UC3844的引脚图 该芯片虽然只有8个管脚，但是却有两个闭环控制回路，一个为内部误差放大器所构成的电压闭环控制回路，它将输出电压反馈到第2管脚，同2.5V基准电压比较，形成误差电压。另一个为内部电流感应比较器所构成的电流闭环控制回路，变压器初级绕组中的电流在反馈电阻Rs上产生的压降，通过第3脚，与误差电压进行比较，调节PWM波的占空比。这两个控制回路都是在固定频率下工作的。 1脚为补偿端，该管脚为误差放大器的输出，外接RC网络对误差放大器的频率响应进行补偿。 2脚为

54、电压反馈端，取样电压加在误差放大器的反相输入端，与2.5V的基准电压进行比较，产生误差电压。3脚为电流检测输入脚，外接电流检测电阻，将流过初级绕组上的电流实时反馈到控制器，当3脚电压等于或高于1V时，电流检测比较器输出高电平，复位PWM 锁存器，从而关闭输出脉冲，起到过流保护作用。 4脚外接定时RC网络，用以确定振荡器的工作频率，其频率通过式确定。 5脚是地，是控制电路和电源的公共地。6脚为输出端，采用图腾柱式输出，最大峰值电流为1A，能直接驱动功率MOSFET的栅极。 7脚为集成电路的正电源，其开启电压为16V，关闭阀值为10V。一旦芯片开始工作，该芯片就能在10-16V之间波动的电源供电条

55、件下正常工作，6V的差值电压可有效地防止电路在给定工作电压附近振荡。当开关电源通电瞬间，高压直流电通过一个大阻值的电阻降压供给UC3844，当7脚的电压大于16V时，芯片立即启动，此时启动电流小于1mA，此时无输出，6脚输出正脉冲，使变压器也启动工作，变压器一路输出绕组专门给UC3844供电，以保持芯片继续正常工作，此时的工作电流约为15mA。在第7脚设有一个 34V的齐纳管稳压管，用于保证其内部电路绝对工作在34V以下，防止高压可能带来的损坏。 8脚为基准电压输出，产生精确的+5V基准电压，并具有一定的带载能力，带载能力可达50mA。通常我们通过测量该脚是否有稳定的+5V输出来判断该IC是否

56、正常工作。UC3844的最大的优点就是外围元件少，外电路装配简单，且成本低，适用于20100W小功率开关电源的驱动电路设计。UC3844内部结构图如下图3-2-2 所示： 图3-2-2 3844内部结构图3.2.2引脚接线 1.欠压闭锁UVLO电路用于确保Vcc足以在启用输出级之前使UC3844全面运作，如图3-2-3所示，UVLO接通和关断门限在内部限定于16V和10V。6V迟滞用于防止在电源排序器件发生Vcc震荡，图6示出了电源电流要求，由于能够从一个隔离式转换器的整流输出实现高效的自举，因此启动电流小于1mA（如图323所示），在正常电路的操作期间，Vcc利用D1和Cin从辅助绕组WAU

57、X产生，然而，在启动的时候，Cin必须通过Rin充电至16V由于启动电流为1mA，因此Rin的阻值最大可以达到100K。而且在VAC=90VRMS（低线路输入电压）时仍然对GIN进行充电。RIN中的功耗于是将小于350mW，即使在高线路输入电压（VAC=130VRMS）条件下也不例外。在UVLO期间，输出驱动器处于低电平状态。尽管它所呈现的饱和特性与正常操作时有所不同，但它仍然能够很容易的吸收1mA的电流，这足以确保MOSFET保持关断状态。图3-2-3图3-2-4在欠压闭锁期间，对输出驱动器施加了偏压，以吸收较少量的电流。图3-2-5 给UC3844供电电路 2.震荡电路 振荡器UC3844

58、的振荡器的设置如图325所示。定时器电容Ct通过定时电阻器Rt从VREF(5V)来充电，并且由一个内部电流源进行放电在选择振荡器元件的过程中，第一步是确定所需的电路死区时间。一旦确定了死区时间，则可以准确的找出与给定死区时间相对应的最接近的 Ct标准值，接着采用Ct和振荡器频率的关系曲线，定时电阻器的阻值可以由下式来计算： Fosc（kHz）=1.72/(Rt(k)xCt(uf)UC3844和UC3845具有一个由振荡器来驱动的内部二分频触发器，以提供一个50%的最大占空比。因此，必须将其震荡频率的运行频率设定为电源的开关频率的两倍。UC384X系列 每款振荡器都可以高至500kHz(最大值)

59、的频率下使用最大占空比。UC3844最大占空比被一个内部电平转换触发器箍位于50%，在大多数反激式和正激式转换器中，这种占空比箍位是有好处的，为了获得最佳的IC性能，死区时间不应超过震荡周期的15%。图3-2-63.电流检测和限制UC3844的电流检测的配置如图327所示，电流电压转换利用接地参考电阻器Rs在外部完成，在正常工作条件下，Rs两端的峰值电压受控于E/A（误差放大器），依据的公式如下： 式中，Vc=控制电压=E/A输出电压。如图326所示，Rs可以直接（或通过一个电流变压器）连接至电源电路，虽然直接连接的做法比较简单，但采用变压器能够降低Rs中的功耗，减少由基极电流引起的误差，并提

60、供电平移位以消除接地参考的检测的限制，Vc与功率级中的峰值电流之间的关系由下式给出：式中：N=电流检测变压器的匝数比=1（当未使用变压器的时候）为了便于小信号的分析，控制检测电流增益为： 如图3-2-7所示，当检测与功率晶体管串联的电流时，电流波形再前沿处常常有一个很大的尖峰，这是由于整流器恢复或电源中的绕组间的电容造成的，如果不对其经行衰减那么该瞬变会过早的终止输出脉冲，如图所示，采用一个简单的RC滤波器往往足以抑制该尖峰，RC时间常数应该大致等于电流尖峰持续时间（通常为几百ns）UC3844电流检测比较器的反相输入在内部钳位于1V（图328）。如果引脚3上的电压达到其门限值，则电流限制电路

61、开始起作用，也就是说电流值有下式决定：图3-2-7图3-2-8 本设计不采用变压器，所以N取1。 4误差电压反馈误差放大器误差放大器（E/A）配置如图3-2-9.同相输入未被引入一个引脚，而是在内部被施加偏压至2.5V2%，E/A输出可在引脚1上提供（用于外部补偿），从而使用户能够控制转换器的闭环频率响应。图3-2-10示出了一款适合对任何电流模式控制的拓扑结构（利用电感器电流来运作的反激式和升压转换器除外）进行稳定化处理的E/A补偿电路。反馈元件给环路转移函数增加了一个极点（在fp=1/2RFCF）。选择合适的RF，CF，以使该极点抵消电源电路中输出滤波电容器ESR的零点，RF和 Ri固定了低频增益，同时仍然允许由输出滤波电容器和负载形成的极点在ffSWITCHING/4时将环路增益衰减至单位增益（0dB）。这种方法确保了转换器稳定性，而且还提供了上佳的动态响应。图3-2-9 补偿图3-2-10 E/A配置E/A输出将供应0.5mA电流并吸收2mA电流，RF的下限由下式给出：但是如果反馈电路改用TL43l加光耦来控制。我们都知道放大器用作信号传输时都需要传输时间，并不是输出与输入同时建立。如果把反馈信号接到UC3844的电压反馈端，则反馈信号需连续通过两个高增益误差放大器，传输时间增长。由于TL431本身就是一个高增益的误差放大器，因此，在图32