pwm控制的单相逆变电源系统设计LC滤波电路

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1、毕业设计PWM控制的单相逆变电源系统设计摘 要随着国民经济的高速发展和国内外能源供应的紧张，电能的开发和利用显得更为重要。尤其是面对经济和科学技术发展的今天，一款稳定，易携带的交流电源正是我们现在方便生活重要的一种途径。目前，国内外都在致力于发展新能源，太阳能发电，风力发电，潮汐发电等。但是这些电能最终输出的都是不稳定的交流电，要想得到一款稳定的交流电源，逆变技术就要发挥极大的用处了。本文设计的单相PWM逆变电源属于交流电源，采用电压反馈控制，通过调节占空比的方法来改变驱动电压脉冲宽度来调整和稳定输出电压。其主电路构成采用的是Boost电路和全桥电路的组合。控制电路采用的是IR2110控制，产

2、生PWM波触发桥式电路，升压电路，输出稳定电压，本文还设计了过流保护电路，提高了系统的稳定性。本文详细的分析了逆变电源的工作过程，并推到了重要的公式，最后对设计进行了仿真设计，验证了系统的可行性。关键词：逆变技术，脉冲宽度调制，场效应管，升压电路Design of Single Phase Inventer Power System Controlled of Pwm AbstractWith the high-speed developing of national economy and the shortage supply of world electrical energy supp

3、lies, the development and utilization of electric power is more important. Especially in the face of economic and scientific and technological development today, a stable, easy to carry AC power is important that we are now a way of life convenient. At present, domestic and foreign are committed to

4、the development of new energy sources, solar power, wind power, tidal power generation. But these are unstable final output power AC, in order to get a stable AC power inverter technology will play a significant useful.This design of single-phase PWM inverter power belongs to AC power, voltage-feedb

5、ack control method by adjusting the duty cycle of the pulse width of the drive voltage is changed to adjust and stabilize the output voltage. The main circuit Boost circuit is used in combination and a full-bridge circuit. Control circuit uses a IR2110 control, PWM wave trigger bridge circuit, the b

6、oost circuit, stable output voltage, the paper also designed the overcurrent protection circuit to improve system stability.This detailed analysis of the inverters work process, and pushed to the important formula, the final design of the design of the simulation to verify the feasibility of the sys

7、tem.Keywords: inverter technology, pulse width modulation, FET,boost circuit目 录摘 要IAbstractII第1章 绪论11.1 背景11.2 目前研究现状31.2.1 UPS及交流净化电源31.2.2 交流稳压电源41.2.3 工业电源的发展41.2.4 直流开关电源51.3 论文主要研究内容6第2章 系统方案及基本原理72.1 系统的基本要求72.2 系统实现的理论基础72.2.1 采样理论72.2.2 面积等效原理92.2.3 PWM逆变电路及控制方法112.2.4 Boost升压电路152.3 系统可行方案和

8、选择17第3章 系统的主要模块203.1 系统的主要组成203.2 系统主电路设计203.2.1 主电路拓扑203.2.2 主电路工作过程213.2.3 主电路参数设计233.3 IR2110芯片控制电路的设计263.4 辅助电路的设计283.4.1 过流保护电路283.4.2 开关管驱动信号电路293.4.3 LC滤波电路30第4章 仿真分析314.1 仿真目的314.2 仿真电路314.2.1 主电路仿真图314.2.2 PWM产生图314.3 仿真波形334.3.1 波形仿真334.3.2 输出电压分析334.3.3输出电流分析34第5章 结束语365.1 结论365.2 展望36参考文

9、献37致谢3838第1章 绪论1.1 背景电力电子技术的发展一次经历了整流器时代、逆变器时代和变频器时代，一些电源也就应运而生。大功率的工业用电由工频(50Hz)交流发电机提供，但是大约20%的电能是以直流形式消费的，其中最典型的是电解(有色金属和化工原料需要直流电解)、牵引(电气机车、电传动的内燃机车、地铁机车、城市无轨电车等)和直流传动(轧钢、造纸等)三大领域。大功率硅整流器能够高效率地把工频交流电转变为直流电，因此在六十年代和七十年代，大功率硅整流管和晶闸管的开发与应用得以很大发展。当时国内曾经掀起了一股各地大办硅整流器厂的热潮，目前全国大大小小的制造硅整流器的半导体厂家就是那时的产物。

10、七十年代出现了世界范围的能源危机，交流电机变频调速因节能效果显著而迅速发展。变频调速的关键技术是将直流电逆变为0100Hz的交流电。在七十年代到八十年代，随着变频调速装置的普及，大功率逆变用的晶闸管、巨型功率晶体管(GTR)和门极可关断晶闸管(GTO)成为当时电力电子器件的主角。类似的应用还包括高压直流输出，静止式无功功率动态补偿等。这时的电力电子技术已经能够实现整流和逆变，但工作频率较低，仅局限在中低频范围内。进入八十年代，大规模和超大规模集成电路技术的迅猛发展，为现代电力电子技术的发展奠定了基础。将集成电路技术的精细加工技术和高压大电流技术有机结合，出现了一批全新的全控型功率器件、首先是功

11、率MOSFET的问世，导致了中小功率电源向高频化发展，而后绝缘门极双极晶体管(IGBT)的出现，又为大中型功率电源向高频发展带来机遇。MOSFET和IGBT的相继问世，是传统的电力电子向现代电力电子转化的标志。据统计，到1995年底，功率MOSFET和GTR在功率半导体器件市场上已达到平分秋色的地步，而用IGBT代替GTR在电力电子领域已成定论。新型器件的发展不仅为交流电机变频调速提供了较高的频率，使其性能更加完善可靠，而且使现代电子技术不断向高频化发展，为用电设备的高效节材节能，实现小型轻量化，机电一体化和智能化提供了重要的技术基础。 电力电子变换技术已渗透到生产、生活、建筑、科研、国防、交

12、通、医疗卫生、环保、航空管理、办公自动化等各个领域。虽然这些领域有相当一部分是直接利用市电，但更多领域却是间接使用市电，换句话说，各个领域都少不了使用电力电子变换技术。随着电力电子技术的普及使用，由电力电子变换装置带来的电磁干扰、谐波污染及电网功率因数下降等“公害”越来越引起全社会各界普遍关注。另外，从节约能源，走可持续发展道路考虑，太阳能、风能、潮汐、地热、燃料电池等新型能源的开发应用，也已成为高科技研究的热点。出于环保的需要，电动车辆取代现有的燃油引擎车辆也成为工业发展的必然趋势。 随着电力电子技术的飞速发展和各行各业对电气设备控制性能要求的提高，逆变技术在许多领域应用越来越广泛。PWM控

13、制技术在逆变电路中的应用最为广泛，对逆变电路的影响也最为深刻。现在大量应用的逆变电路中，绝大部分都是PWM型逆变电路。可以说PWM控制技术正是有赖于在逆变电路中的应用，才发展得比较成熟，从而确定了它在电力电子技术中的重要地位。例如PWM技术在UPS技术上的应用。UPS电源是一种具有稳压纯净化和无间断地向负载提供连续供电能力的优质交流电源，它担负着向计算机等重要设备的供电任务。UPS电源一般采用PWM技术，这种技术在传统上采用平均值电压反馈，在线性负载条件下，显示出良好的性能。但对非线性负载引起的冲击响应较慢，而且控制环节增多使稳定性设计产生困难。虽然可用瞬时值电压反馈的PWM技术来解决，但此种

14、技术仍属于周波内响应，非线性负载的冲击响应仍然很慢。近几年利用电流模式的PWM控制技术，基本上能解决非线性负载的响应很慢的缺点，使得UPS电源性能不断提高。为了彻底解决现有UPS电源存在的不足和适应各类用电设备的需求，数控交流稳压电源的研制将是今后的一个重要的方向。1.2 目前研究现状现代电源技术是综合应用了电力电子、电子与电磁技术、自动控制及微处理器技术的一种多学科技术。随着电子电源的集成化、模块化、智能化的发展，功率集成技术已模糊了整机与器件的界限。单片电源和模块电源已取代了整机电源在一些技术中获得广泛应用，并且派生出新的供电体系，使单一的集中供电体系走向多元化。进入80年代后，现代电源技

15、术随着IGBT、功率MOSFET、IPM、MCT等新元器件出现，谐振变流、软开关、电路拓扑等新理论的支持，功率因数校正、并联均流、有源箝位、微机监控等技术的应用，使现代电源技术逐渐走向高频化。高频化带来的直接好处是使电源装置空前小型化，并使电子电源进入更广泛的领域。现代电源技术研究总趋势是交流电源以PWM为主流，不断提高网侧功率因数，实现功率因数近似为l的电源，并向大功率推进；直流电源以开关方式为主流，扩大输出电压范围和稳定的多路电压控制；进一步提高开关频率和进一步提高功率密度，提高可靠性，降低电磁干扰和增强抗干扰能力，并使电源模块朝着超薄型和微型化发展。1.2.1 UPS及交流净化电源UPS

16、电源是一种具有稳压纯净化和无间断地向负载提供连续供电能力的优质交流电源，它担负着向计算机等重要设备的供电任务。随着计算机等设备的不断发展和日益推广普及，对UPS电源提出了越来越多的要求，不仅UPS要有很好的静态稳定性和很快的动态调节，还对UPS的体积和重量提出了更高的要求。UPS电源一般采用PWM技术，这种技术在传统上采用平均值电压反馈，在线性负载条件下，显示出良好的性能。但对非线性负载引起的冲击响应较慢，而且控制环节增多使稳定性设计产生困难。虽然可用瞬时值电压反馈的PWM技术来解决，但此种技术仍属于周波内响应，非线性负载的冲击响应仍然很慢。近几年利用电流模式的PWM控制技术，基本上能解决非线

17、性负载的响应很慢的缺点，使得UPS电源性能不断提高。为了彻底解决现有UPS电源存在的不足和适应各类用电设备的需求，数控交流稳压电源的研制将是今后的一个重要的方向。1.2.2 交流稳压电源从交流电源的发展来看，我国到80年代前期，第一代交流电源主要是以稳压电源为主。第一代稳压电源的功能是稳定交流输出电压和频率，这种电源主要用于市电不稳定地区。从80年代后期，随着各种电器及电子产品中装备微处理器的品种逐渐增多，此类产品易于受到瞬间停电及电压波形变化等的影响，造成动作差错及数据丢失，从而对交流电源提出了更高的要求。为此，在八十年代以来，一种具有可任意改变输出电压及抗瞬间断电功能，可以模拟电源线上发生

18、的异常状态，采用线性放大器方式的第二代交流电源问世。这种电源改用微处理器替代原来的简单的控制电路，可以在短时间内进行大量的数据处理作业。进入九十年代以后，绝大部分的电气设备都装备了微处理器及变换电路，而且，为了在设备内部将交流输入变换为直流，都备有电容输入型整流电路，使得输入电流波形产生很大的失真。这种线路阻抗成为导致市场电源电压波形畸变的主要原因，对于连接在同一网侧的其它用电设备带来恶劣影响。这种电源高次谐波的影响形成了社会公害。为了解决高次谐波问题，所采取的对策是使其它设备不再产生高次谐波。而交流电源设备，也相应增添快速傅立叶变换等功能，强化其测试能力，并增强其智能水平。这是第三代、第四代

19、交流电源的发展方向。1.2.3 工业电源的发展工业电源包括变频电源和电子焊接电源两种。其中我国在中、小功率变频电源的研制方面取得了一定的成就，但由于受到电子元器件的限制，在大功率变频电源的研制和生产上还无法和国外发达国家相比。现国内80的变频电源依赖进口。而近年来我国在电子控制的焊接电源研究方面取得了一定的成就，使得电子焊接电源从效率、节能和可控性能上都取得了满意的效果，电子焊机的体积、重量不断减小。1.2.4 直流开关电源随着现代科技的发展，各类设备对电源的要求越来越高，老式电源已不能满足技术要求，随之而来的开关电源已取代了老式电源。开关电源较老式直流电源具有体积小，功率密度高(单位体积输出

20、功率)等优点。早期直流电源一般采用所谓降压型串联控制方式，这种方式的缺点是，输出电压下降幅度越大，则功率损耗越大，这些功率损耗变成热量散发出来，需要使用较大的散热片。为了消除这一缺点，后来采用了预调节方式。这种方式可以将施加到串联控制元件上的电压控制在其所需的最低限度以内，从而大幅度减少串联控制元件所消耗的功率。这种电源对减小电源的体积和提高可靠性起了很大作用。为了进一步减小电源体积和减轻重量，提高输出的功率密度，从六十年代开始对开关电源进行研制，电路形式历经分立元件、通用集成电路到专用控制器和单片开关集成稳压器，性能价格比不断提高。开关电源的控制方式传统上分为脉冲宽度调制(PWM)式、脉冲频

21、率调制(PFM)式和混合调制式。其中PWM技术最为成熟。PWM型开关电源所使用的变换器均是在高压大电流情况下强制关断，随着电子设备工作频率的不断提高，这种变换器在开关瞬间需耗大量功率，而且，电压、电流在开关时尖峰过大，还需要在开关器件以及高频变压器两端再加上尖峰吸收电路也消耗一定的功率，为此，现在PWM型电源最佳工作频率在300kHz以下。如何提高开关电源的工作频率、降低谐波干扰和提高效率将成为以后开关电源研究的方向。总之，随着电子电源的集成化、模块化、智能化的发展和电力电子器件的高性能化、拓扑电路理论的创新、现代控制技术的广泛应用及其实现的手段的先进性，现代电源的设计及分析工具得以进一步完善

22、。今后电源技术将朝着高效率、高功率因数和高可靠性方向发展，并不断实现低谐波污染、低环境污染、低电磁干扰和小型化、轻量化。从而为今后的绿色电源产品和设备的发展提供强有力的技术保证，这也将是现代电源发展的必然结果。1.3 论文主要研究内容综上所述，自从80年代以来，电力电子技术取得到了飞速的发展。然而各种电力电子设备和装置在电力系统、工业、交通、家庭中的广泛应用，会产生大量谐波。谐波所造成的危害已日益严重，谐波使电能的生产、传输和利用的效率降低，使电气设备过热、产生振动和噪音，严重时设备不能正常工作。在铁路、冶金等行业尤为明显。在这些行业，当大功率非线性用电设备运行时，会给电网注入大量的电力谐波，

23、导致电网电压严重失真。根据我们的实验观察，在严重失真时，电压会出现正负半波不对称、波形严重畸变，频率也会发生变化。这样的供电电压，即使是一般的电力用户，也难以接受；更无法用其作为检修、测试的电源同时，在这种情况下，一般普通的稳压电源也难以达到满意的稳压效果。本文所研制的逆变电源就是针对上述场合而设计的。其主电路的构成采用Boost电路(DC-DC)和全桥式逆变电路(DC-AC)的组合。控制电路由IR2110芯片产生PWM对主电路进行控制。在文章中对主电路、控制电路的工作过程及相关参数的设计给出了详细分析，并推导、给出了重要公式。通过实验及仿真证明了该逆变电源的可行性。第2章 系统方案及基本原理

24、2.1 系统的基本要求本毕业设计的课题为单相PWM逆变电源的设计，其具体的课题要求如下：（1）电源功率1kW；（2）直流电源电压48V；（3）电流波形尽可能接近正弦波；频率50Hz；（4）谐波分量幅值尽可能的小；为了实现本课题，本系统设计大体上由直流升压电路和交流逆变电路组成。其中，直流升压电路和交流逆变电路是研究的核心。2.2 系统实现的理论基础2.2.1 采样理论在采样控制理论中有一个重要的结论1：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同，指环节的输出响应波形基本相同。如把各输出波形用傅式变换分析，则其低频段特性非常接近

25、，仅在高频段略有差异。例如图2.1a、b、c所示的三个窄脉冲形状不同，图2.1a为矩形脉冲，图2.1b为三角形脉冲，图2.1c为正弦半波脉冲，但它们的面积（即冲量）都等于1，那么，当它们分别加在具有惯性的同一个环节上时，其输出响应基本相同。脉冲越窄，其输出的差异越小。当窄脉冲变为图2.1d的单位脉冲函数时，环节的响应即为该环节的脉冲过渡函数。 a) b) c) d) 图2.1 形状不同而冲量相同的脉冲各种脉冲上述结论是PWM控制的重要理论基础。下面分析如何用一系列等幅而不等宽的脉冲代替一个正弦半波，把图2.2a所示的正弦半波波形分成N等份，就把正弦半波看成由N个彼此相连的脉冲所组成的波形。这些

26、脉冲宽度相等，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦等分的中点重合，且使矩形脉冲和相应正弦部分面积(冲量)相等，就得到图2.2b所示的脉冲序列。这就是PWM波形。可以看出，各脉冲的宽度是按正弦规律变化的。根据冲量相等效果相同的原理PWM波形和正弦半波是等效的。在PWM波形中，各脉冲的幅值是相等的，要改变等效输出正弦波的幅值时，只要按同一比例系数改变各脉冲的宽度即可。以上介绍的是PWM控制的基本原理，按照上述原理，在给出了正弦波频率、幅值和半个周期内的脉冲数后，PWM波形各

27、脉冲的宽度和间隔就可以准确计算出来。按照计算结果控制电路中各开关器件的通断，就可以得到所需要的PWM波形。 图2.2 PWM控制的基本原理示意图但是，这种计算是很繁琐的，正弦波的频率、幅值变化时，结果都要变化。较为实用的方法是采用调制的方法，即把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角形作为载波，因为等腰三角形上下宽度与高度成线性关系且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波形相交时，如在交点时刻控制电路中开关器件的通断，就可以得到宽度正比于信号波幅值的脉冲，这正好符合PWM控制的要求。一般根据三角波载波在半个周期内方向的

28、变化，又可以分为两种情况。三角波载波在半个周期内的方向只在一个方向变化，所得到的PWM波形也只在一个方向变化的控制方式称为单极性PWM控制方式，如图2.3所示。图2.3 单极性PWM控制原理方式如果三角波载波在半个周期内的方向是在正负两个方向变化的，所得到的PWM波形也是在方向变化的，这时称为双极性PWM控制方式，如图2.4所示。图2.4 双极性PWM控制原理方式冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量指窄脉冲的面积。效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。低频段非常接近，仅在高频段略有差异。2.2.2 面积等效原理分别将如图2.5所示的电压窄脉冲加在一阶惯

29、性环节（R-L电路）上，如图2.6a所示。其输出电流i(t)对不同窄脉冲时的响应波形如图2.6b所示2。 图2.5 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲从波形可以看出，在i(t)的上升段，i(t)的形状也略有不同，但其下降段则几乎完全相同。脉冲越窄，各i(t)响应波形的差异也越小。如果周期性地施加上述脉冲，则响应i(t)也是周期性的。用傅里叶级数分解后将可看出，各i(t)在低频段的特性将非常接近，仅在高频段有所不同。用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波，正弦半波N等分，看成N个相连的脉冲序列，宽度相等，但幅值不等；用矩形脉冲代替，等幅，不等宽，中点重合，面积（冲量）相等，宽度按正弦规律变化。上

30、述原理可以称为面积等效原理，它是PWM控制技术的重要理论基础。图2.6 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形下面分析用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波。图2.7可以看到把半波分成N等份，就可以把正弦半波看成N个彼此相连的脉冲序列组成的波形，然后把脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲代替，使它们面积相等，就可以得到脉冲序列。根据面积等效原理，PWM波形和正弦半波是等效的。 图2.7 用PWM波代替正弦半波要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。2.2.3 PWM逆变电路及控制方法目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术。逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。PW

31、M逆变电路也可分为电压型和电流型两种，目前实用的几乎都是电压型。电压型逆变电路的特点3：(1) 直流侧为电压源或并联大电容，直流侧电压基本无脉动；(2) 输出电压为矩形波，输出电流因负载阻抗不同而不同；(3) 阻感负载时需提供无功。为了给交流侧向直流侧反馈的无功提供通道，逆变桥各臂并联反馈二极管。1、半桥逆变电路电路结构如图2.8（a）所示。V1和V2栅极信号各半周正偏、半周反偏，互补。uo为矩形波，幅值为Um=Ud/2，io波形随负载而异，感性负载时，图2.9b，V1或V2通时，io和uo同方向，直流侧向负载提供能量，VD1或VD2通时，io和uo反向，电感中贮能向直流侧反馈，VD1、VD2

32、称为反馈二极管，还使io连续，又称续流二极管。图2.8 半桥逆变电路单相半桥电压型逆变电路简单，使用器件少。但是交流电压幅值Ud/2，直流侧需两电容器串联，要控制两者电压均衡，用于几kW以下的小功率逆变电源。单相全桥、三相桥式都可看成若干个半桥逆变电路的组合。2、全桥逆变电路图2.9(a)，两个半桥电路的组合。1和4一对，2和3另一对，成对桥臂同时导通，交替各导通180。uo波形同下图。半桥电路的uo，幅值高出一倍Um=Ud。io波形和下图中的io相同，幅值增加一倍，单相逆变电路中应用最多的。输出电压定量分析uo成傅里叶级数 （2.1）基波幅值 （2.2）基波有效值 （2.3）uo为正负各18

33、0时，要改变输出电压有效值只能改变Ud来实现。移相调压方式如图2.9（b）。可采用移相方式调节逆变电路的输出电压，称为移相调压。各栅极信号为180正偏，180反偏，且V1和V2互补，V3和V4互补关系不变。V3的基极信号只比V1落后q ( 0q 180)，V3、V4的栅极信号分别比V2、V1的前移180-q，uo成为正负各为q 的脉冲，改变q 即可调节输出电压有效值。图2.9全桥逆变电路3、电流型逆变电路直流电源为电流源的逆变电路电流型逆变电路。一般在直流侧串联大电感，电流脉动很小，可近似看成直流电流源。单相电流型逆变电路：(1) 直流侧串大电感，相当于电流源。(2) 交流输出电流为矩形波，输

34、出电压波形和相位因负载不同而不同。(3) 直流侧电感起缓冲无功能量的作用，不必给开关器件反并联二极管。电流型逆变电路中，采用半控型器件的电路仍应用较多。换流方式有负载换流、强迫换流4。单相桥式（并联谐振式）电流型逆变电路如图2.10所示。 图2.10 单相桥式（并联谐振式）电流型逆变电路4桥臂，每桥臂晶闸管各串一个电抗器LT限制晶闸管开通时的di/dt。1、4和2、3以10002500Hz的中频轮流导通，可得到中频交流电。采用负载换相方式，要求负载电流超前于电压。负载一般是电磁感应线圈，加热线圈内的钢料，RL串联为其等效电路。因功率因数很低，故并联C。C和L、R构成并联谐振电路，故此电路称为并

35、联谐振式逆变电路。输出电流波形接近矩形波，含基波和各奇次谐波，且谐波幅值远小于基波。因基波频率接近负载电路谐振频率，故负载对基波呈高阻抗，对谐波呈低阻抗，谐波在负载上产生的压降很小，因此负载电压波形接近正弦波，其逆变电路的主要输出波形如图2.11所示。图2.11 并联谐振式逆变电路主要工作波形一周期内，两个稳定导通阶段和两个换流阶段。t1-t2：VT1和VT4稳定导通阶段，io=Id，t2时刻前在C上建立了左正右负的电压。t2-t4：t2时触发VT2和VT3开通，进入换流阶段。LT使VT1、VT4不能立刻关断，电流有一个减小过程。VT2、VT3电流有一个增大过程。4个晶闸管全部导通，负载电压经

36、两个并联的放电回路同时放电。t2时刻后，LT1、VT1、VT3、LT3到C；另一个经LT2、VT2、VT4、LT4到C。t=t4时，VT1、VT4电流减至零而关断，换流阶段结束。t4-t2=tg称为换流时间。io在t3时刻，即iVT1=iVT2时刻过零，t3时刻大体位于t2和t4的中点。保证晶闸管的可靠关断：晶闸管需一段时间才能恢复正向阻断能力，换流结束后还要使VT1、VT4承受一段反压时间t，t=t5-t4应大于晶闸管的关断时间tq。为保证可靠换流应在uo过零前td= t5-t2时刻触发VT2、VT3。td为触发引前时间 （2.4）io超前于uo的时间为 （2.5）表示为电角度 （2.6）为

37、电路工作角频率；、分别是t、t对应的电角度。数量分析：忽略换流过程，io可近似成矩形波，展开成傅里叶级数。 （2.7）基波电流有效值 （2.8）负载电压有效值Uo和直流电压Ud的关系 （2.9）实际工作过程中，感应线圈参数随时间变化，必须使工作频率适应负载的变化而自动调整，这种控制方式称为自励方式。固定工作频率的控制方式称为他励方式。自励方式存在起动问题，解决方法：一是先用他励方式，系统开始工作后再转入自励方式。另一种方法是附加预充电起动电路。2.2.4 Boost升压电路T he boost converter，或者叫step-up converter，是一种开关直流升压电路，它可以是输出电

38、压比输入电压高。如图2.12所示，电感的作用是将电能和磁场能相互转换的能量转换器件，当MOS开关管闭合后，电感将电能转换为磁场能储存起来，当开关器件断开后电感将储存的磁场能转换为电场能，且这个能量在和输入电源电压叠加后通过二极管和电容的滤波后得到平滑的直流电压提供给负载，由于这个电压是输入电源电压和电感的磁砀能转换为电能的叠加后形成的，所以输出电压高于输入电压，既升压过程的完成；假定那个开关（三极管或者mos管）已经断开了很长时间，所有的元件都处于理想状态，电容电压等于输入电压。下面要分充电和放电两个部分来说明这个电路5。图2.12 boost升压电路（1）充电过程在充电过程中，开关闭合（三极

39、管或MOS管导通），等效电路如图2.13，开关（三极管或MOS管）处用导线代替。这时，输入电压流过电感。二极管防止电容对地放电。由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。图2.13 充电过程等效电路图（2）放电过程放电过程中，等效电路如图2.14，这是当开关闭合（三极管或MOS管截止）时的等效电路。当开关闭合（三极管或MOS管截止）时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。而原来的电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感开始给电容充电，电容两端电压升高，此时电压

40、已经高于输入电压了，升压完毕。图2.14 放电过程等效电路图选用升压斩波电路原因是为了系统结构紧凑，并且该电路结构较为简单，损耗较小，效率较高。不仅能起调压的作用，同时还能起到有效地抑制谐波电流噪声的作用。2.3 系统可行方案和选择方案一：半桥式逆变电路。在驱动电压的轮流开关作用下，半桥电路两只晶体管交替导通和截止。半桥电路输入电压只有一半加在变压器一次侧，这导致电流峰值增加，因此半桥电路只在较低输出功率场合下使用，同时它具有抗不平衡能力，从而得到广泛应用。半桥式拓扑结构原理图如图2.15所示6。图2.15 半桥式逆变电路方案二：单相桥式逆变电路如图2.16所示。单相桥式逆变器有四个带反并联续

41、流二极管的IGBT组成，分别为VT1VT4，直流侧由两个串联电容，他们共同提供直流电压Ud，负载为阻感负载，调制电路分别由单相交流正弦调制波形和三角载波组成，其中三角载波和正弦调制波的幅值和频率之比分别被称为调制度和载波频率，这是SPWM调制中的两个重要参数。三角载波和正弦调制波相互调制产生四路脉冲信号分别给六个IGBT提供触发信号。图2.16 单相桥式逆变电路方案三：推挽式逆变电路如图2.17。推挽电路的工作是由两路相位相反的驱动脉冲分别加到逆变开关管Q1、Q2的基极，控制它们交替断通，使输入直流电压变换成高频的方波交流电压从变压器输出。 图2.17 推挽式逆变电路方案选择：桥式电路和推挽电

42、路的电压利用率是一样的，均比半桥电路大一倍。因为本课题考虑控制的灵活性和携带便携所以电路简单中选取最优，综上选用单相桥式电路，同时采用IR2110芯片控制电路产生PWM对桥式电路的导通过程进行控制就是本设计的基本方案。第3章 系统的主要模块3.1 系统的主要组成图3.1示出了系统的结构框图。输入直流电首先经过Boost电路进行升压，在直流环上得到一个符合要求的直流电压315V(50Hz/220V交流输出时)。DC/AC变换电路采用全桥变换电路。为保证系统可靠运行，防止主电路对控制电路的干扰，采用主、控电路完全隔离的方法，即驱动信号用光耦隔离，反馈信号用变压器隔离，辅助电源用变压器隔离。过流保护

43、电路采用电流互感器作为电流检测器件，其具有足够的响应速度，能够在MOS管允许的过流时间内将其关断。Boost升压电路逆变主电路滤波输出电路驱动电路PWM信号产生电路过流保护电路负载图3.1 系统框图3.2 系统主电路设计3.2.1 主电路拓扑根据本毕业设计的设计要求，主电路由Boost升压电路、桥式逆变电路和滤波电路组成。如图3.2所示7。图3.2 主电路拓扑图3.2.2 主电路工作过程 （1）Boost电路直流电源作为Boost电路的输入，经Boost电路升压后得到的直流环电压大概为315V，此电压经桥式逆变电路，得到一系列的脉冲宽度不同的、幅值一样的方波，然后在经过输出滤波环节，则可得到符

44、合要求的交流输出电压(220V/50Hz)。由于本设计鉴于简单便携，可以在任何场所提供稳定的交流电源使用，相比整流电路来说Boost电路结构紧凑，所以选用Boost升压电路作为提供逆变过程的高电压。提出输入直流电压为48V，要求输出交流为220V，且功率为1000KW，则输入到逆变器的直流电压提升至315V左右才可能经过逆变器后输出220V交流电。常见的直流升压电路为升压斩波电路（Boost Chopper），电路如图3.3所示，由开关S、电感L、电容C组成。完成把电压VS升压到VO的功能。图3.3 Boost电路原理图Boost电路的工作过程是这样的。当开关S在位置A时，电流流过电感线圈L，

45、在电感线圈未饱和前，电流线性增加，电能以磁能形式储在电感线圈L中。此时，电容C放电，R上流过电流I0，R两端为输出电压V0，极性上正下负。由于开关管导通，二极管阳极接VS负极，二极管承受反压状态。所以电容不能通过开关管放电。开关S转换位置到B时，构成电路如图3.4所示。由于线圈中的磁场将改变线圈L两端的电压极性，以保持I0不变。这样线圈L磁能转化成的电压V0与电源VS串联，以高于V0电压向电容C、负载R供电。高于V0时，电容有充电电流；等于V0时，充电电流为零；当V0有降低趋势时，容向负载R放电，维持V0不变。这样就实现的将48V的直流电变成315V的直流电8。图3.4 由晶体管和二极管组成的

46、Boost电路（2）逆变电路接下来就由315V的直流电作为桥式逆变电路的输入，通过控制电路控制三极管的导通来完成逆变过程的工作。相对半桥逆变器而言，全桥逆变器的开关电流减小了一半，因而在大功率场合得到了广泛应用。全桥逆变电路原理图如图3.5所示，它共有四个桥臂，可以看成由两个半桥电路组合而成。桥对角的两个功率MOS管作为一组，每组同时接通或断开，两组开关轮流工作，在一个周期中的短时间内，四个开关将处于断开状态。四个开关导通(或关断)占空比均相等。图3.5 桥式变换器主电路图开始阶段，给T1、T3加触发脉冲，此时这两个MOS管导通，电流流过T1的漏极，经过输出滤波电路回到T3的漏极。然后T2、T

47、4加触发脉冲，并且同时T1、T3的触发脉冲消失，T2、T4这两个MOS管导通，但不能立即导通，等电流下降到零时开始导通，然后电流流过T4的漏极，同样经过滤波电路回到T2的漏极。此外四个二极管还有限制过电压的作用。通过T1、T3和T2、T4的间隔导通与关断，在经过滤波电路滤波便完成了一个周期的工作过程，这样往复工作便得到了预期的220V交流电9。3.2.3 主电路参数设计 1.储能电感L设计为了分析问题的方便，把主电路中Boost环节抽象出来，并将Boost电路的输入、输出电压分别用Vs和V0表示，Boost电路的等效电阻R为250，其等效电路原理图如图3.6所示，其中Vs=48V，V0=315

48、V10。图3.6 主电路中Boost环节等效图Boost电路工作的基本原理已经在前面章节中叙述了。本节所给出的各点工作电压、电流波形都是建立在上述分析的基础上的，并且其中的参数在上节都有了说明。为了方便推导计算电感上L的公式，现给出主要变量的波形如图3.7所示。图3.7 主要参数各点波形按在周期开始时是否从零开始，可分为连续工作状态或不连续工作状态两种模式。在连续状态下，输入电流不是脉动的，纹波电流随L增大而减小。不连续工作状态，输入电流是脉动的。所以在设计L时要尽量使电路工在连续状态，这就是设计电感时的要求。在连续工作状态，开关周期最后的时刻电流值，就是下一个周期中电流的开始值。但是，如果电

49、感量太小，电流线性下降快，即在电感中能量释放完时，尚未达到MOS管重新导通的时刻，因而能量得不到及时的补充，这样就出现了电流不连续的工作状态。在要求相同功率输出时，此时场效应管和二极管的最大瞬时电流比连续状态下要大，同时输出直流电压的纹波也增加。下面推导计算L的公式。由公式(3.8)和(3.11)可得电感电流在上升时的电流增益和在下降时电流增益分别为：， （3.1） （3.2）按在交接处电流相等，即N原则有： （3.3）化简得电压增益为： （3.4）由于忽略损耗有：， （3.5）故 （3.6）根据在连续与不连续之间的临界状态的条件，它们与的关系式为： （3.7）则有和。此可推得临界条件为： （

50、3.8）下面进行具体的计算： （3.9）由=48V，=315可得=0.83又=10kHz，可得：=100us，同时=250。将上述参数代入公式（3.8）可得：（3.10）2.逆变器的输出电压谐波分析假定逆变器的直流环电压为，载波三角波的幅值为，则调制比的值为： （3.11）式中：为电源输出电压的有效值，为电源输出电流有效值，为调制电压的有效值。载波比：，为三角波频率，为调制波频率11。（3）载波比N和调制比M的选择载波比N的选择对于本论文，选取N=200即可。调制比M的选择 （3.12）选取正弦波的幅值Vrm=5V，则三角波幅值为Vcm=5.625 V。死区时间设置一般取死区时间为开关时间的2

51、倍，可取2 s12。3.3 IR2110芯片控制电路的设计驱动电路输出SPWM信号经驱动电路驱动逆变桥的开关管。本文驱动电路的设计采用的是驱动芯片。驱动芯片采用IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路芯片IR2110，IR211013,14是IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路，可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，该芯片具有光耦隔离和电磁隔离的优点，同时还具有快速完整的保护功能和自带死区，因而它可以提高控制系统的可靠性，减少电路的复杂程度。所以选用此方案。IR2110的内部结构和工作原理框图如图3.8所示。图3.8 IR2110的内部结构图中HI

52、N和LIN为逆变桥中同一桥臂上下两个功率MOS的驱动脉冲信号输入端。两路输出HO和LO分别与两输入HIN和LIN相对应，SD为保护信号输入端，当该脚接高电平时，IR2110的输出信号全被封锁，其对应的输出端HO和LO恒为低电平；而当该脚接低电平时，IR2110的输出信号跟随HIN和LIN而变化，两路均能正常输出，在实际电路里，该端接用户的保护电路的输出。IR2110的输入端为滞环施密特出发电路，以提高抗干扰能力和接受上升沿环慢的输入逻辑信号，Vdd/Vcc电平转换电路把输入逻辑信号电平转换为输出驱动信号电平，其两路输出均采用图腾柱输出，输出级由两只峰值电流为2A以上，内阻为3欧姆以下的N沟道F

53、ET组成，输出级可提供的驱动电压为15V-20V。驱动电路接线图如图3.9所示，悬浮电源VB可以从电源VCC通过二极管DIODE对电容C7充电自举获得（因为对于桥式电路，每一路驱动都必须独立的直流电源）其二极管必须是快恢复二极管其耐压值必须超过主电路直流输入电压，电容C7的电容值的选取决定于开关频率及MOSFET输入电容充放电的要求等。H0和L0是两路驱动信号输出端，驱动同一桥臂的MOSFET，IR2110的自举电容选择不好，容易造成芯片损坏或不能正常工作。VB和VS之间的电容为自举电容。自举电容电压达到8.3V以上，才能够正常工作，一般来说，SPWM的开关频率较高，应采用小容量电容，以提高充

54、电电压，否则在有限的时间内无法达到自举电压，实验表明采用33F的自举电容时，驱动电路的工作状态良好。图3.9 驱动电路也可以采用分立元件去驱动，分立元件主要采用对管来实现信号的放大和隔离，但是其没有保护功能，不易实现对下级电路的保护，并且电路复杂，给调试带来很多不便，费用也比较昂贵，没有上述用专用驱动芯片驱动比较好，所以不选用这种驱动方法。3.4 辅助电路的设计3.4.1 过流保护电路过流保护电路14如图3.10所示。此电路是过流保护电路，其中100k电阻用来限流，通过比较器LM311对电流互感器采样转化的电压进行比较，LM311的3脚接10k电位器来调比较基准电压，输出后接100的电阻限流，

55、它与后面的220F的电容形成保护时间控制。当电流过流时比较器输出是高电平产生保护，使SPWM不输出，控制场效应管关闭。等故障消除，比较器输出低电平，逆变器又自动恢复工作。图3.10 过流保护电路图3.4.2 开关管驱动信号电路单极性倍频正弦脉冲宽度调制方法的驱动信号形成电路如图3.11所示。图3.11 PWM驱动信号形成电路(1) 主电路中4个开关器件T1到T4的驱动信号VG1、VG2、VG3、VG4由上图生成。图中的A、B为比较器。T1、T2的驱动信号VG1、VG2由正弦波Vr和三角波Vc的瞬时值相比较确定；T3、T4的驱动信号VG3、VG4由瞬时值Vr、Vc之和Vr+Vc的正负值确定。其中

56、，Vr=Vrmsint=Vrmsin 2frt=Vrmsin(2t/Tr)，被称为正弦参考电压，其幅值为Vrm，频率fr=1/Tr，Tr为其周期；三角波Vc被称为高频三角载波，其最大值为Vrm，频率为fc。三角波与正弦波频率比值称为载波比N=fc/fr。正弦波幅值之比值勤称为调制比M=Vrm/Vcm。由图可知正弦波与三角波的瞬时值决定了4个开关管的驱动信号及其通、断状态。3.4.3 LC滤波电路LC滤波电路如图3.12所示。图3.12 LC滤波电路LC滤波器一般是由滤波电抗器、电容器和电阻器适当组合而成，与谐波源并联，除起滤波作用外，还兼顾无功补偿的需要，LC滤波器具有结构简单、设备投资少、运

57、行可靠性较高、运行费用较低等优点，应用很广泛。LC滤波器又分为单调谐滤波器、高通滤波器、双调谐滤波器及三调谐滤波器等几种。LC滤波主要是电感的电阻小，直流损耗小，对交流电的感抗大，滤波效果好；缺点是体积大，笨重成本高。用在要求高的电源电路中，RC滤波中的电阻要消耗一部分直流电压，R不能取得很大用在电流小要求不高的电路中。RC体积小，成本低滤波效果不如LC电路。第4章 仿真分析4.1 仿真目的本设计采用了控制芯片对系统的主电路进行控制，对系统升压电路、逆变电路、直流交流检测电路以及过流保护电路直接控制。所以系统的仿真是验证系统能否实现的基本方法，所以对于本设计的可行性的验证，仿真部分至关重要。4

58、.2 仿真电路4.2.1 主电路仿真图 主电路图如图4.1所示。图4.1 PWM逆变器主电路图将调制深度m设置为0.5，输出基波频率设为50Hz，载波频率设为基波的15倍，即750Hz，仿真时间设为0.04s，在powergui中设置为离散仿真模式，采样时间设为1e-005s，运行后可得仿真结果，输出交流电压，交流电流和直流电流。4.2.2 PWM产生图PWM产生如图4.2所示。图4.2 PWM脉冲触发电路在Simulink的“Source”库中选择“Clock”模块，以提供仿真时间t，乘以2f后再通过一个“sin”模块即为sinwt，乘以调制比m后可得到所需的正弦波调制信号。三角载波信号由“

59、Source”库中的“Repeating Sequence”模块产生，正确设置参数，三角波经过处理，便可成为频率为fc的三角载波。将调制波和载波通过一些运算与比较，即可得出下图4.3所示的双极性SPWM触发脉冲波形。图4.3 PWM逆变器V1触发脉冲波形4.3 仿真波形4.3.1 波形仿真 仿真波形如图4.4所示。 图4.4 逆变电路输出波形4.3.2 输出电压分析对上图进行电压的FFT分析如图4.5所示。由FFT分析可知：在m=0.5，fc=750Hz，fr=50Hz，即N=15时，输出电压的基波电压的幅值U1m=150.9V，基本满足理论上的U1m=m*Ud(即300*0.5=150)。谐

60、波分布中最高的为第15次和29、31次谐波，分别为基波的212.89%和71.65%、71.95%，考虑最高频率为4500Hz时的THD达到260.21%。图4.5 输出电压的FFT分析4.3.3输出电流分析对输出电流io进行FFT分析，如图4.6所示。由FFT分析可知：在m=0.5，fc=750Hz，fr=50Hz，即N=15时，输出电流基波幅值为130.3A，考虑最高频率为4500Hz时的THD=34.15%，输出电流近似为正弦波。改变调制比m和载波比N，如增大m和N，可以有效减小输出电压和输出电流的谐波分量。图4.6 输出电流的FFT分析在调制比m（0.5）、载波频率fc（750Hz）、

61、调制波频率fr（50Hz）的情况下，通过对电压电流的分析，可知道PWM控制方式输出电压THD=106.5%，输出电压谐波次数较高，更容易滤除；输出电流THD=13.77%，即输出电流谐波含量明显更小，更接近于正弦波。综上所述：PWM控制的逆变电源是比较稳定的。第5章 结束语5.1 结论通过本次毕业设计对PWM控制单相桥式逆变电源，从理论到仿真，得出了以下的结论：第一，分析了PWM逆变电源设计的基础知识，为本设计的开展奠定了理论基础；第二，独自完成结构框架，学会matlab仿真软件的使用，用仿真软件验证了系统的可行性；第三，在本设计系统当中，解决了simulink中模块参数的修改方法，并且了解了IR2110的内部结构，了解了过流保护电路设计方法。在设计过程中，对设计所用的各类软件都有了一定的掌握和了解，如CAD、Word、ppt等。本课题的研究虽然取得了一定的收获，但在很多方面还有待于进一步的改进和完善。比如IR2110控制芯片闭环控制的问题、电流电压检测值的误差分析等问题。这些问题虽然在本设计中得到了一部分的解决，但是解决方案不是特别理想，有待于进一步的