带ESD保护的2.4GHz低噪声放大器的分析与设计

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1、带ESD保护的2.4GHz低噪声放大器的分析与设计摘要：分析了静电放电(electrostatic discharge, ESD)保护对源极电感负反馈低噪声放大器(low noise amplifier, LNA)的输入阻抗匹配和噪声匹配的影响。给出了带ESD保护的低噪声放大器在功耗限定的条件下，同时满足功率匹配和噪声匹配的优化方法，基于该方法，采用0.18mm RF CMOS工艺设计了应用于无线传感网(wireless sensor network, WSN)的2.4GHz低噪声放大器。测试结果表明，低噪声放大器噪声系数为1.69dB，增益为15.2 dB，输入1 dB压缩点和输入三阶截点(

2、input third-order intercept point, IIP3)分别为-8 dBm和1dBm，在1.8V电源电压下消耗电流4mA。关键词：低噪声放大器，静电放电保护，无线传感网，互补金属氧化物半导体 Analysis and design of a 2.4GHz Low Noise Amplifier with ESD ProtectionZhang Hao, Li Zhiqun (Institute of RF- & OE- ICs, Southeast University, Nanjing 210096, China)Abstract: A source inductiv

3、e degenerated low noise amplifier (LNA) with electrostatic discharge (ESD) protection is analyzed, including the input impedance matching, and noise matching. An optimization method of the LNA design with ESD protection is given, it can achieve input power matching and noise matching simultaneously

4、under the power constrained. Based on this method, a 2.4GHz LNA for wireless sensor network (WSN) is designed and optimized using 0.18mm RF CMOS technology. The measured results show that, the LNA achieves a noise figure (NF) of 1.69dB, a power gain of 15.2dB, an input 1-dB compression point of -8dB

5、m and input third-order intercept point (IIP3) of 1dBm. The dc current is 4mA under one supply of 1.8V.Keywords: low noise amplifier (LNA), electrostatic discharge (ESD) protection, wireless sensor network (WSN), CMOS0 引言低噪声放大器(low noise amplifier, LNA)是无线通信射频接收电路中的重要模块，它是接收端的第一个有源电路，因此，低噪声放大器的特性对射频

6、接收系统的性能起着决定作用，它决定着整个接收系统的灵敏度和输入电压驻波比。所以，为了提高接收系统整体的性能指标，就要求低噪声放大器具有低的噪声系数，足够高的增益，低的电压驻波比。在低噪声放大器的设计中，为了达到最大功率传输和最小噪声系数，低噪声放大器输入端要求同时满足功率匹配和噪声匹配1。文献2给出了一种很好的低噪声放大器的优化方法，可以在给定功耗的条件下，同时满足功率匹配和噪声匹配，但是该方法没有考虑到静电放电(electrostatic discharge, ESD)保护电路对低噪声放大器的影响。随着互补金属氧化物半导体(CMOS)工艺的不断进步，片上无源元件性能的不断提高，系统的集成度越

7、来越高，低噪声放大器的输入端口成了接收机射频部分与外界的唯一接口。考虑到芯片的安全性和可靠性，用于产品的芯片与外部的接口焊盘必须含有ESD保护电路，由于ESD保护电路对射频信号有很大的影响3，所以，研究含有ESD保护电路的低噪声放大器的优化方法变得尤为重要。文献4给出了一种含有ESD保护电路的低噪声放大器噪声优化方法，该方法很好地解决了ESD电路给输入功率匹配带来的问题，但是该方法并不能同时满足噪声匹配和功率匹配，并且该方法采用片外LC网络实现功率匹配，增加了片外元件数量，进而提高了系统成本。本文通过对含有ESD保护电路的低噪声放大器输入阻抗和最佳信号源阻抗的分析，给出了ESD保护电路对输入匹

8、配和噪声的影响，进而提出了一种在功耗限定的条件下，同时满足输入功率匹配和噪声匹配的LNA优化设计方法。与文献4相比，该方法可以达到更低的噪声系数，而且片外元件只有栅极电感。1 电路分析1.1 ESD对源极反馈低噪声放大器输入阻抗的影响分析图1(a)为含有ESD保护的低噪声放大器电路图，图1(b)为其小信号等效电路。其中，Cp为输入端对地的等效寄生电容，由ESD保护电路的等效电容和输入焊盘的等效电容并联组成。Lg为栅极外接电感，通常由焊盘到电路板的键合线电感及电路板上的贴片电感组成。 (a) (b)图1 (a) 低噪声放大器输入端电路图 (b)输入端小信号等效电路图2 输入阻抗分析由图1可知，E

9、SD保护电路由两个反偏二极管组成，虽然当外界没有静电干扰时两个二极管反向偏置均不导通，但是在输入端口呈现为并联到地的电容，该电容严重影响LNA的端口阻抗。在图1(a)中，从M1的栅极看进去的输入阻抗为：(1)所以，M1的输入阻抗可以用图2(a)中的RLC串联电路等效，该串联电路通常呈现容性，与栅极电感Lg串联谐振使输入阻抗表现为纯电阻的形式。因此，图2(a)电路可以等效为图2(b)电路，其中： (2)将图2(b)中C1和R1串联网络转化为等效的并联网络并合并电容元件得到图2(c)所示电路，如果Q值足够大，则有：(3)(4)再将图2(c)中的并联网络转化为等效的串联网络如图2(d)所示。同样，如

10、果Q值足够大时，则有：(5)(6)由以上分析可以得到，输入阻抗的实部可以表示为：(7)以上分析中假设了网络的Q值足够的大，通常的窄带系统中该条件是很容易满足的。由式(7)可以看出，加入了ESD保护电路之后，由于等效电容Cp的影响使输入端口阻抗的实部明显地减小。图3为当Ls由0.5nH变化到3nH时，2.4GHz频率上的输入阻抗实部随电容Cp的变化曲线，由图可以看出，当输入端并联到地的电容Cp较小时，低噪声放大器的输入阻抗实部远大于源阻抗50欧姆，随着Cp的增加，输入阻抗实部急剧下降。因此，ESD保护电路的加入会使输入阻抗的实部明显地下降，小于源阻抗50欧姆，当电容Cp280fF时，ReZin将

11、小于30欧姆，严重恶化了低噪声放大器的输入功率匹配。为了增大输入阻抗的实部，文献4中采用在输入端口加入LC匹配网络的方法。该方法的缺点主要表现在两个方面：第一，增加了片外元件的数目，降低了芯片的集成度，从而增加了设计成本。第二，片外的L型匹配不能同时满足功率匹配和噪声匹配，也就是说该方法可以得到很好的输入功率匹配，但是不能使噪声系数达到最小噪声系数。因此，本文提出一种既能满足功率匹配又能实现噪声匹配的优化方法。 图3 电容Cp对输入阻抗实部的影响(W/L=90mm /0.18mm，VGS=650mV)1.2 带ESD保护的低噪声放大器噪声优化方法图4为改进的低噪声放大器的原理图，图中M1的栅极

12、和源极之间增加了电容Cex，它会使输入阻抗的实部增加。在没有ESD保护的源极反馈低噪声放大器中加入电容Cex，会使输入阻抗的实部减小2。图4 改进的低噪声放大器图4中的输入阻抗实部可以表示为：(8)其中：， (9)将式(9)带入式(8)并化简得到：(10)其中：(11)由式(9)可以看出，加入电容Cex后，Ct的值增加。当Cta/b时，随着电容Ct值的增加，式(10)随Ct的增加而增加，当Ct=a/b时，Zin的实部达到最大值。Zin实部的仿真结果如图5所示。由图可知，加入电容Cex会使Zin实部增加，但是随着Ct的进一步增加，Zin实部增加变得十分缓慢。 图5电容Cex对输入阻抗实部的影响(

13、W/L=90mm /0.18mm，Ls=1.5nH，VGS=650mV)由于，电容Cex对输入阻抗实部的提高是有限的，所以，加入电容Cex的同时，还应该尽量的减小Cp的值。如，采用只有顶层金属构成的八角形焊盘，用低电容的二极管组成ESD保护电路等。 由以上分析可以得到输入阻抗可以表示为：(12)通过适当的选取晶体管的参数，直流工作点，电容Cex，电感Ls，可以使ReZin=50欧姆，选取合适的电感Lg使其与电容C3谐振，可以使ImZin=0成立，电感Lg的值由式(13)给出，此时输入端口实现了功率匹配，达到了最大功率传输。(13)为了得到低的噪声系数，低噪声放大器的输入端还需要满足噪声匹配，同

14、时满足功率匹配和噪声匹配的条件为：(14)在不考虑电容Cp和电感Lg时，最佳的信号源阻抗Zopt可以表示为2：(15)其中a、d、g和c是与工艺有关的参数。电容Cp对 Zopt的影响分析类似于Cp对Zin的影响分析，ReZopt随着Cp的增加而减小。但由于Zopt表达式较为复杂，本文没有给出相关的公式推导。式(15)可以看出，ReZopt分母是Ct的二项式，所以，ReZopt随着Cex的增加而减小。由于Zopt实部总是远大于Zin的实部，经过电容Cp影响之后，通常ReZin小于50欧姆，ReZopt大于50欧姆，如图5(a)所示。为了同时实现功率匹配和噪声匹配，在M1的栅极和源极之间并接了电容

15、Cex，通过加入Cex会增加ReZin而减小ReZopt，如图5(a)所示。可以看出，随着Cex的增大，ReZin增加，ReZopt 减小。所以，总可以找到一个合适的Cex值，使得ReZin=ReZopt。同时，理论计算表明，ImZin和-ImZopt通常是十分接近的2，这一点在图5中也可以看出，所以，通过适当的选取Cex，和满足式(15)的电感Lg，输入端即可实现噪声匹配，如图5(b)所示。 (a) (b)图5 (a) Zin，Zopt 随Cex变化曲线(固定Cp大小) (b) Zin，Zopt 随Lg变化曲线(固定Cex大小)由以上分析可以得到功耗约束条件下，含有ESD保护电路的低噪声放大

16、器同时满足功率匹配和噪声匹配的优化步骤如下：(1) 选取最小栅长L，任意宽度W的晶体管，确定合适的偏置电压，使其在该偏置下有最小的NFmin。(2) 根据功耗的要求，确定晶体管的宽度W。(3) 确定焊盘的寄生电容，栅极加入ESD保护电路。此时由于Cp的影响，ReZin远小于50欧姆。但ReZopt仍大于50欧姆。(4) 选取电感Ls，此时的Ls值有些任意性。例如，可先令Ls=1.5nH。(5) 由于ReZin随Cex的增大而增加，而ReZopt随Cex的增大而减小。所以，扫描Cex的大小，可以找到一个合适的Cex值，使ReZin=ReZopt。如图5(a)所示。(6) 如果Cex较大时仍然不能

17、满足ReZin=50欧姆，此时可以适当增加Ls的值，但Ls的值不宜过大，过大的Ls会严重的减小增益和增大噪声。此时需要回到第(5)步，重新选择合适的Cex值。(7) 如果增加Ls仍然不能满足ReZin=50欧姆，可以增加晶体管的宽度W，同时减小过驱动电压以满足功耗的要求。但修改了W和过驱动电压后，需要回到第(4)步，重新选择合适的Ls值。(8) 选择Lg，使ImZin= ImZopt=0，如图5(b)所示。以上的优化步骤是一个不断迭代的过程，每次修改前面的参数，都需要对后面的参数重新进行优化。在确定的工艺下，NF和NFmin随着晶体管特征频率的增加而减小，所以小的栅长和大的过驱动电压可以获得较

18、高的特征频率，即可以得到较小的NF。但是，大的过驱动电压会带来较大的功耗，需要折中的选择。图6为不同过驱动电压下，特征频率和NFmin的变化曲线。可以看出在NFmin最小值附近，NFmin随VGS变化是很缓慢的(当VGS变化100mV时，NFmin仅增加0.012dB)，所以，在第(7)步中适当的调整VGS的值对噪声的影响是很小的。图6 特征频率fT和NFmin随栅极电压VGS的变化曲线(W/L=90mm /0.18mm VDS=1V)2 电路设计及其优化根据第二部分中提出的优化方法，用0.18mm RF CMOS工艺设计了应用于2.4GHz无线传感网的低噪声放大器，其电路原理图如图7所示，输

19、入端ESD由两个反向偏置的二极管组成，等效电容约为200fF，此时能承受的保护电压大约为2kV5。焊盘采用只有顶层金属(M6)构成的八角形焊盘以减小等效的寄生电容，测试表明该焊盘等效电容大约为35fF，即总寄生电容Cp235fF。电感Ls采用键合线电感来实现，要特别注意的是键合线长度的选取，如果Ls取值过小的话，输入阻抗的实部较小，即使通过Cex的调节也很难提升到接近50欧姆。反之，大的Ls可以获得较大的输入阻抗实部，但是Ls增大会造成增益的下降和噪声系数的增加。通常Ls的取值范围在13nH之间。由于工作在2.4GHz时，栅极电感Lg的值较大，做在片内会占用较大的芯片面积，增加芯片的成本，同时

20、由于片内的电感Q值较低，串联在栅极的寄生电阻会严重的恶化低噪声放大器的噪声系数，本设计采用片外高Q值(Q=892.4GHz)的贴片电感来实现。图8为经过优化的输入端噪声系数和最小噪声系数的仿真结果，结果表明，在2.4GHz处NF和NFmin仅仅相差约0.01dB，同时达到了功率匹配和噪声匹配。 图7 2.4GHz LNA电路图 图8 功率匹配和噪声匹配同时满足时的NF和NFmin为了得到高的增益，低噪声放大器的负载通常采用电感电容并联谐振的形式来实现。谐振电路的等效阻抗为(1Q2)*r=(wLd)2/r，(其中Ld为漏极电感，Q为电感品质因子，r为电感的串联等效寄生电阻)，故要采用高Q值、较大

21、感值的电感。但是为了避免输出匹配网络使用额外的电感，电感Ld的取值要合适，使得输出阻抗Zout经过只含有电容的网络就可以匹配到50W，此时阻抗Zout在Smith圆图上必须落在图9所示的阴影区域内。该区域内有两种结构可以选择，如图9所示，通常采用结构，这样并联的电容可以将输出焊盘的寄生电容包含在内。图9 输出匹配网络3 测试结果低噪声放大器的芯片照片如图10所示，包含焊盘在内，芯片面积为470mm *600mm。由于只用了一个片上电感，芯片面积较小。 图10 芯片键合照片芯片采用键合测试的方法，其中线路板使用F4BK板材，测试所使用的主要仪器有Agilent公司的E5071B网络分析仪、E44

22、40A频谱仪、N8975A噪声分析仪和E4438C信号发生器等，分别对电路的S参数、噪声系数、1dB压缩点和三阶互调点进行了测试，其中S参数的测试结果如图11所示，由于输出键合线的影响，S22最低点向频率低端偏移了约100MHz，导致功率增益S21也发生了相同趋势的偏移。但是，输入匹配S11十分理想，在2.4GHz处达到-18.4dB。如果应用在系统中，低噪声放大器的输出接混频器就不存在键合线导致S22偏移的问题。噪声系数的测试曲线如图12所示，在2.28GHz时，噪声系数达到最小值，约为1.63dB。在2.4GHz时，噪声系数约为1.69dB。 图11 S参数测试结果 图12 噪声系数测试结

23、果 图13 输入1dB压缩点测试曲线 图14 LNA双音信号测试输入1dB压缩点的测试采用扫描输入功率记录相应的输出功率的方法，根据测得的数据描点得到的输出功率随输入功率变化曲线如图13所示，由图可知输入1dB压缩点约为-8dBm。图14为输入双音信号时的输出频谱测试结果。双音信号的频率分别为2399.5MHz和2400.5MHz，间隔为1MHz。双音测试得到的输入三阶截点(IIP3)约为1dBm。LNA的主要测试结果如表1所示，同时在表1中对本设计和近年来发表的工作在2.4GHz含有ESD保护的低噪声放大器文章的性能进行了对比，可以看出，本设计的一些关键的指标明显高于其他设计。表1 LNA的

24、测试结果及与近年来发表的结果对比增益/dB噪声/dB输入匹配/dB功耗/mWIIP3/dBm工艺文献6 21.92.56-12.612.9-1190nm CMOS文献7 13.03.60-13.06.5NA130nm SOI CMOS文献8*16.81.80-30.05.31130nm CMOS文献9 12.12.77-20.04.52.4150nm CMOS文献1010.54.80-14.017.5NA250nm CMOS本文15.21.69-18.47.21180nm CMOS*为仿真结果4 结论本文详细分析了ESD保护电路对源极电感负反馈低噪声放大器的输入匹配的影响，提出了一种带ESD保

25、护电路的低噪声放大器噪声优化方法，基于该方法采用0.18mm RF CMOS工艺设计了应用于无线传感网的低噪声放大器，测试结果表明，该低噪声放大器具有较好的噪声性能和较高的线性度，完全满足无线传感网接收系统的要求。同时验证了本文提出的噪声优化方法的正确性。参考文献1 T. H. Lee. The Design of CMOS Radio Frequency Integrated Circuits. Cambridge, U.K.: Cambridge Univ. Press, 1998.2 Trung-Kien Nguyen, Chung-Hwan Kim, Gook-Ju Ihm, et a

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