小功率调频发射机高频课程设计

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1、高频电子线路课程设计高频电子线路课程设计 姓姓 名名： 专专 业：业： 电子信息工程 学学号号： 班班级级： 指指 导导 老老师师： 设计课题：设计课题：小功率调频发射小功率调频发射机机- 1 -摘摘 要要调频发射机目前处于快速发展之中，在很多领域都有了很广泛的应用。它可以用于演讲、教学、玩具、防盗监控等诸多领域。这个实验是关于小功率调频发射机工作原理分析及其安装调试，通过这次实验我们可以更好地巩固和加深对小功率调频发射机工作原理和非线性电子线路的进一步理解。学会基本的实验技能，提高运用理论知识解决实际问题的能力。本课设结合 Proteus 软件来对小功率调频发射机电路的设计与调试方法进行研究

2、。Proteus 软件能实现从电学概念设计到输出物理生产数据，以及这之间的所有分析、验证、和设计数据管理。今天的 Proteus 软件已不是单纯的设计工具，而是一个系统 ，它覆盖了以仿真为核心的全部物理设计。使用 Proteus、等计算机软件对产品进行辅助设计在很早以前就已经成为了一种趋势，这类软件的问世也极大地提高了设计人员在机械、电子等行业的产品设计质量与效率。本课题的设计目的是要求掌握最基本的小功率调频发射系统的设计与安装对各级电路进行详细地探讨，并利用 Proteus 软件仿真设计了一个小功率调频发射机。- 2 -目录一、设计任务.- 3 -二、主要性能指标.- 4 -三、电路组成方案

3、.- 5 -四、设计方法.- 6 -4.1 振荡级.- 6 -4.2 缓冲级.- 9 -4.3 功率输出级.- 10 -4.4 总的原理图设计.- 11 -五、测试结果.- 13 -六、心得与体会.- 14 -七、参考文献.- 15 -实验元器件清单.- 16 - 3 -一、设计任务一、设计任务1、确定电路形式，选择各级电路的静态工作点，画出电路图。2、计算各级电路元件参数并选取元件。3、测试结果。4、调试并测量电路性能。- 4 -二、主要性能指标二、主要性能指标1中心频率 012fMHz2频率稳定度 0/10ff3. 最大频偏 10mfKHz 4输出功率 30ApmW5. 天线形式 拉杆天线

4、（75 欧姆）6. 电源电压 9ccVV- 5 -三、电路组成方案三、电路组成方案拟定整机方框图的一般原则是，在满足技术指标要求的前提下，应力求电路简单、性能稳定可靠。单元电路级数尽可能少，以减小级间的相互感应、干扰和自激。在实际应用中，很多都是采用调频方式，与调频相比较，调频系统有很多的优点，调频比调幅抗干扰能力强，频带宽，功率利用率大等。调频可以有两种实现方法，一是直接调频，就是用调制信号直接控制振荡器的频率，使其按调制信号的规律线性变化。令一种就是间接调频，先对调制信号进行积分，再对载波进行相位调制。两种调频电路性能上的一个重大差别是受到调频特性非线性限制的参数不同，间接调频电路提供的最

5、大频偏较小，而直接调频可以得到比较大的频偏。实用发射电路方框图 ( 实际功率激励输入功率为 1.56mW) 由于本题要求的发射功率 Po不大，工作中心频率 f0也不高，因此晶体管的参量影响及电路的分布参数的影响不会很大，整机电路可以设计得简单些，设组成框图如图所示，各组成部分的作用是： 1 倍倍 20 倍倍 20 倍倍 (1)LC 调频振荡器：产生频率 f0=5MHz 的高频振荡信号，变容二极管线性调频，最大频偏f=75kHz，整个发射机的频率稳定度由该级决定。(2)缓冲隔离级：将振荡级与功放级隔离，以减小功放级对振荡级的影响。因为功放级输出信号较大，当其工作状态发生图 1-2 实用调频发射机

6、组成方框图调制信号LC 调频振荡器缓冲隔离功率激励末级功放1.25mW1.25mW25mW500mW0dB13dB13dB- 6 -变化时（如谐振阻抗变化） ，会影响振荡器的频率稳定度，使波形产生失真或减小振荡器的输出电压。整机设计时，为减小级间相互影响，通常在中间插入缓冲隔离级。缓冲隔离级电路常采用射极跟随器电路。(3)高频小信号放大器：为末级功放提供激励功率。如果发射功率不大，且振荡级的输出能够满足末级功放的输入要求，功率激励级可以省去。(4)末级功放 将前级送来的信号进行功率放大，使负载（天线）上获得满足要求的发射功率。如果要求整机效率较高，应采用丙类功率放大器，若整机效率要求不高如%5

7、0A而对波形失真要求较小时，可以采用甲类功率放大器。但是本题要求%50A，故选用丙类功率放大器较好。所以，通常小功率发射机采用直接调频方式，它的组成框图如图 3-1 所示。 图 3-1其中高频振荡级主要是产生频率稳定、中心频率符合指标要求的正弦波信号，且其频率受到外加调制信号电压调变；缓冲级主要是对调频振荡信号进行放大，以提供末级所需的激励功率，同时还对前后级起有一定的隔离作用，为避免级功放的工作状态变化而直接影响振荡级的频率稳定度；功放级的任务是确保高效率输出足够大的高频功率，并馈送到天线进行发射。调频振荡级缓冲级输出功率级- 7 -四、设计方法四、设计方法4.1 振荡级振荡级（1）振荡电路

8、的选择振荡电路主要是产生频率稳定且中心频率符合指标要求的正弦波信号，目前应用较为广泛的是三点式振荡电路和差分对管振荡电路。三点式振荡电路又可分为电感和电容三点式振荡电路，由于是固定的中心频率，因而采用频率稳定度较高的克拉拨振荡电路来作振荡级。其电路原理图如图 4.1-1 所示。克拉拨振荡电路与电容三点式电路的差别，仅在回路中多加一个与 C2、C3 相串接的电容 C6，回路的频率，1f2cLC克拉拨振荡电路的频稳度大体上比电容三点式电路高一个量级。由于是调频发射机，其频率受到外加调制信号电压调变，因此，回路中的电抗要能够跟调制信号的改变而改变，应用一可变电抗器件，它的电容量或电感量受调制信 图

9、4.1-1号控制，将它接入振荡回路中，就能实现调频。最简便、最常用的方法是利用变容二极管的特性直接产生调频波，因要求的频偏不大，故采用变容 二极管部分接入振荡回路的直接调频方式。其原理电路如图 4.1-2 所示，它具有工作频率高、固定损耗小和使用方便等优点。变容二极管 Cj 通过耦合电容 C1并接在 LCN回路的两端，形成振荡回路总容的一部分。 因而，振荡回路的总电容 C 为： （4-jNCCC1）- 8 - 图 4.1-2 振荡频率为： （4-)(2121jNCCLLCf2）加在变容二极管上的反向偏压为： (4-3)高频振荡，可忽略调制电压直流反偏OQRVV变容二极管利用 PN 结的结电容制

10、成，在反偏电压作用下呈现一定的结电容（势垒电容） ，而且这个结电容能灵敏地随着反偏电压在一定范围内变化，其关系曲线称曲线，如图 4.1-3 所示。jCR由图可见：未加调制电压时，直流反偏所对QV应的结电容为。当调制信号为正半周时，变容jC二极管负极电位升高，即反偏增加时，变容二极管的电容减小；当调制信号为负半周时，变容二极jC管负极电位降低，即反偏减小时，增大，其变化jC具有一定的非线性，当调制电压较小时，近似为工作在曲线的线性段，将随调制电压线性jCRjC变化，当调制电压较大时，曲线的非线性不可忽略，它将给调频带来一定的非线性失真。 图 4.1-3 我们再回到图 4.1-2，并设调制电压很小

11、，工作在 CjVR曲线的线性段，- 9 -暂不考虑高频电压对变容二极管作用。设图 4.1-3 用调制信号控制变容二极管结电容 （4-tVVQQRcos4）由图 4.1-3 可见：变容二极管的电容随 R变化。即： （4-tCCCmjQjcos5）可得出此时振荡回路的总电容为 （4-tCCCCCCmjQNjNcos6）由此可得出振荡回路总电容的变化量为： （4-tCCCCCCmjjQNcos7）由式可见：它随调制信号的变化规律而变化，式中mC的是变容二极管结电容变化的最大幅值。我们知道：当回路电容有微量变化C时，振荡频率也会产生的变化，其关系如下：fCCff210 （4-8）式中，是未调制时的载波

12、频率；是调制信号为零时的回路总电容，显0f0C然 （4-jQNoCCC9）由公式（4-2）可计算出中心频率：0f )(210jQNCCLf （4-10）将（4-8）式代入（4-9）式，可得： tftCCftfmcoscos)/(21)(00 （4-11）- 10 -频偏： mCCff)/(2100 （4-12）振荡频率： （4-tfftfftfoocos13）由此可见：振荡频率随调制电压线性变化，从而实现了调频。其频偏与f回路的中心频率 f0成正比，与结电容变化的最大值 Cm 成正比，与回路的总电容 C0成反比。 （2） 、参数计算根据前面的介绍，可以设计出如图的振荡电路，其中 R4 用来提供

13、直流交流负反馈。设计中 D1 为变容二极管，我们选用 910AT 型变容二极管，其容量变化可以从几十 PF 到 100 200PF因此 C7 数值接近于 Cj 的高端值，若假设 C7足够大，接近短路，而 C8 也逐渐增大，从几个 PF 增加到十几个 PF，此时 C增大，则振荡频率减小，同时静态调制特性会发生变化，所以综合以上因素，C7,C8的选择对静态调制特性影响比较显著，所以我们选择 C7 为 220PF 的电容，C8 选择 47PF 的电容。 由，7j807j8CCCCCC +C +C 以及 Cj的性质，我们选择 C2为100PF,C3为 220PF,C6为 220PF.利用 R7,R8对

14、 D1变容管加反偏电压，工作电压为 9V，R7,R8可选用为27K,则反偏电压为 4.5V。R1,R2为三极管基极偏置电阻，均选用 10KR4 ,R5为负反馈电阻，选择较小的电阻即可，我们选用 R4为 12,R5为K。因为 fosc=12MHz,由 （4-LCfosc2114）- 11 -设 C0为 C2，C3与 C6串联值, ，由于 910 变容二极管在023652pfCCCC偏置电压 4.5 的情况下 Cj 较小，大概为十几 pf，先不考虑 Cj 的值，所以并接在 L1上的回路总电容为 （4-7j807j8CCCCC91pfC +C +C 15）所以电感 L1为 （4-12osc1L1.9

15、3uHC2 f16）4.2 缓冲级缓冲级因为本次实验对该级有一定的增益要求，而中心频率是固定的，因此用 LC并联回路作负载的小信号放大器电路。缓冲放大级采用谐振放大，L2和 C10谐振在振荡载波频率上。若通频带太窄或出现自激则可在 L2两端并联上适当电阻以降低回路 Q 值。该极工作于甲类以保证足够的电压放大。对缓冲级管子的要求是 roscf35 fCCBR CEOV2V所以可选用普通的小功率高频晶体管，如 3804 等。另外，, bQeQBEVV+VIcQI若取流过偏置电阻 R9,R10的电流为 I1=10IbQ则 R10=VbQ/I1, R8=(Vcc-VbQ)/I1所以选 R10,R8均为

16、 10K.为了减小缓冲级对振荡级的影响，射随器与振荡级之间采用松耦合，耦合电容 C9可选为 180pf.对于谐振回路 C10,L2,由 图 4.2-1MHzLCfosc1221- 12 -故本次实验取 C10为 100PF， 1022osc1L1.76 HC2 fu所以，缓冲级设计电路为图 4.2-1 所示。 4.3 功率输出级功率输出级为了获得较大的功率增益和较高的集电极功率，设计中采用共发射极电路，同时使其工作在丙类状态，组成丙类谐振功率放大器由设计电路图知 L3、C12 和 C13为匹配网络，与外接负载共同组成并谐回路为了实现功率输出级在丙类工作，基极偏置电压 VB3应设置在功率管的截止

17、区同时为了加强交流反馈，在 T3的发射极串接有小电阻 R14在输出回路中，从结构简单和调节方 图 4.3-1便考虑，设计采用 型滤波网络，如图 4.3-1。L3，C12，C13构成 型输出，Q3 管工作在丙类状态，调节偏置电阻可以改变 Q3 管的导通角。导通角越小，效率越高,同时防止 T3 管产生高频自激而引成回路用来实现阻抗匹配并进行滤波，即将天线阻抗变换为功放管所要求的负载值，并滤除不必要的高次谐波分量。 在选择功率管时要求 0cmPPmaxcmcIiCCBR CEOV2V roscf35 f综上可知，我们选择 Q3804 功率管由于要使功放级工作在丙类，就要使，解得，为了使功121213

18、0.7ccBBEVRVVvRR13128.3RR放的效率较大，可以减小 Q3 管的导通角，这里取R13=11R12，第二级集电极的输出电流已经扩大了几十倍，为防止第三级的输入电流过大而烧坏三极管，需要相应的增大第三级的输入电阻。取R13=220K，R12=20K，改变 R14可调整放大倍数，取较小的反馈电阻有利于提高增益，因为选定- 13 -，所以发射极电压 VE为 0.05V，因此 R14可选为1212139*200.7520220ccBVRVvRR100。由于 , LRLQe3312osctffLC且 ,一般取 Qe = 810 12131213tCCCCC所以 32121312131LC

19、 C2 fC +C解得：L3=1.06H 图 4.3-2 计算得，C13680PF，C12220PF，功放级的电路设计如图 4.3-2 所示。丙类功率放大器(末级功放)设计发射机的输出应具有一定的功率才能将信号发射出去，但是功率增益又不可能集中在末级功放，否则电路性能不稳，容易产生自激。因此要根据发射机的各组成部分的作用，适当地合理地分配功率增益。如果调频振荡器的输出比较稳定，又具有一定的功率，则功率激励级和末级功放的功率增益可适当小些。功率激励级一般采用高频宽带放大器，末级功放可采用丙类谐振功率放大器。缓冲级可以不分配功率。 功率增益如图 2-1 所示。 仅从输出功率 Po500mW 一项指

20、标来看，可以采用宽带功放或乙类、丙类功放。由于还要求总效率大于 50%，故采用一级宽带放大器加一级丙类功放实现，其电路形式如图 2-1 所示。 - 14 -图 2-1 末级丙类功放电路1、基本关系式如图 2-1 所示，丙类功率放大器的基极偏置电压-VBE是利用发射机电流的分量 Ie0在射极电阻 R14上产生的压降来提供的，故称为自给偏压电路。当放大器的输入信号 Vi 为正弦波时，集电极的输出电流 iC为余弦脉冲波。利用谐振回路 LC 的选频作用可输出基波谐振电压 uc、电流 iC1。(1)集电极基波电压的振幅Ucm= Icm1RP式中，Icm1为集电极基波电流的振幅；RP为集电极负载阻抗。(2

21、)输出功率 PoPo= Ucm.Icm1= Ucm2/(2 RP)(3)直流功率 PvPv= Vcc.Ic0前级功率放大输入- 15 -(4)集电极耗散功率 PTPT= Pv- Po(5)集电极的效率 = Po/ Pv(6)集电极电流分解系数 ()n()= Icmn/icmmax(7)导通角 bmBBonUVU cos （ 一般取oo8060 ） 2、确定丙类放大器的工作状态为了获得较高的效率 和最大的输出功率 Po，选丙类放大器的工作状态为临界状态，=700，功放管为 3DA1。3DA1 的参数如表4-1 所示。表 2-1 3DA1 参数表PCMICMVCEShfefTAP1W750mA1.

22、5V1070MHz13dB(1) 最佳匹配负载25.110pR25.1105 . 0*2)5 . 112(2)(22PoVVRCESccp(2)由 Po=0.5 Ucm.Icm1= Ucm2/(2 RP)可得：设集电极输出电压Ucm=9V(3)集电极基波电流振幅：Icm1=Po/(0.5*Ucm)=111.1mA(4)集电极电流最大值 Icm= Icm1/1(700)=111.1/0.44=252.5mA(5)集电极电流直流分量 Ic0= Icm*0(700)=252.5*0.25=63.125mA(6)电源供给的直流功率 Pv= Vcc* Ic0=757.5mW(7)集电极的耗散功率 PT=

23、Pv-Po=757.5-500=257.5mW(小于 PCM - 16 -=1W),顾管子达到最大功率是不会烧坏(8)总效率 =Po/Pv=500/757.5=66%(9)若设本级功率增益 Ap=13dB(20 倍)，则输入功率Pi=Po/Ap=25mW输入功率 Pi=25mW(10)基极余弦脉冲电流的最大值 Ibm(设晶体管 3DA1 的 =20)Ibm= Icm/=12.6mA(11)基极基波电流的振幅 Ibm1= Ibm1(700)=12.6*0.44=5.55mA(12)基极电流直流分量 Ib0= Ibm0(700)=21.45*0.25=3.15mA(13)基极输入电压的振幅 Ubm

24、=2Pi/ Ibm1=9.4V(14)丙类功放的输入阻抗8644. 0*)70cos1 (25)()cos1 (01bbirZ3、计算谐振回路及耦合回路的参数(1)最佳匹配负载 RL=51输出变压器线圈匝数比 N5/N3(解决最佳匹配负载问题)68. 011051235pLLoRRUcmRPNN取 N5=2，N3=3。(2)令谐振回路电容 C11=100pF则谐振回路电感 LuHCfL1010*100*)10*5*14. 3*2(1)2(112261120(4)输出变压器初级线圈总匝数比 N=N3+N4高频变压器及高频电感的磁芯应采用镍锌(NXO)铁氧体，而不能采用硅钢铁芯，因其在高频工作时铁

25、损耗过大。NXO-100 环形铁氧体作高频变压器磁芯时，工作频率可达十几兆赫兹。若采用外径*内径*高度=10mm*6mm*5mm 的 NXO-100 环来绕制输出耦合变压器，由公式HNlALcmcmmH322/210*4式中，=100H/m 为磁导率；N 为变压器初级线圈匝数；A=25mm2为磁芯截面积；l=25mm 为平均磁路长度。计算得 N=8，则 N4=5或 eRLWNNL05 则 9225110528. 650NeRLWNL，e取值 210，上述公式取 2。- 17 -需要指出的是，变压器的匝数 N3、N4、N5 的计算值只能作为参考值，由于分布参数的影响，与设计值可能相差较大。为调整

26、方便，通常采用磁芯位置可调节的高频变压器。4、基极偏置电路(1)发射极电阻 R14由公式bmBBonUVU cos可得， VUUVobmonBB5 . 270cos. 9.47 . 0cosVIIVceBB5 . 2RR14014084.39R14取标称值 40R15(2)高频旁路电容 C12=0.01uF。(3)高频扼流圈 ZL2=47uH。(4)可变电容 CT=(520)pF。5、元件清单CT=(520)pF ZL2=47uH C12=0.01uF 40R14C11=100pF uHL10 N3=5，N4=3, N5=2 、3DA1 管子 2.2 小信号功率放大器小信号功率放大器(功率激励

27、级功率激励级)设计设计因为本次实验对该级有一定的增益要求，而中心频率是固定的，因此用 LC 并联回路作负载的小信号放大器电路。缓冲放大级采用谐振放大，L2和 C10谐振在振荡载波频率上。若通频带太窄或出现自激则可在 L2两端并联上适当电阻以降低回路 Q 值。- 18 - 2-2 小信号功率放大可选用普通的小功率高频晶体管，如 9018 等 1、计算电路参数(1) 对于谐振回路 C10,L2,由 本次课题MHzLCfosc521C10 取 100pF 则 uHCfL1010*100*)10*5*14. 3*2(1)2(112261020(2)有效输出功率 PH与输出电阻 RH放大器的输出功率 P

28、H应等于下级丙类功放的输入功率Pi=25mW，其输出负载 RH等于丙类功放的输入的输入阻抗|Zi|=86。即PH=25mW RH=86(3)设集电极电压振幅 Ucm 与等效负载电阻HR若取功放的静态电流 ICQ=ICm=8mA，则Ucm= 2Po /ICQ=2Po /ICm=6.25V 7802 .7812PoUcmR2H(4)高频变压器匝数比 N1/N2经缓冲隔离后已调波输入小信号功率放大输出- 19 -321HHRRNN取变压器次极线圈匝数 N2=2，则初级线圈匝数 N1=6。(5)发射极直流负反馈电阻 R13 取标称值 65075.64386 . 025. 61213mAVIVUcmVc

29、cRCQCES(6)功放输入功率 Pi本级功放采用 3DG130 晶体管，若取功率增益 AP=13dB(20 倍)，则输入功率mWAPoPPi25. 1/(7)功放输入阻抗 Ri (取 25bbr )交负交负RRrRbbi*202520若取交流负反馈电阻为 20，则425iR(8)本级输入电压振幅 UimVPRUiiim0 . 110*25. 1*425*2232、计算电路静态工作点(1)BQV、BQIVRIVCQEQ15. 575.643*10*8313VVVEQBQ87. 57 . 0mAIICQBQ4 . 020/8/(2)R11、R12 (I1=510 倍 IBQ )若取基极偏置电路的

30、电流 I1=10BQI=10*0.4mA=4mA，则kmAVIVRBQBQ46. 10 . 487. 51012取标称值 R12=1.5k。 kmAVIVVccRBQ53. 10 . 487. 512111为了调节电路的静态工作点，R11可由标称值为 1 k 的电阻与2k 的电位器成。(3)高频旁路电容 C10=0.02uF。(4)输入耦合电容 C9=0.02uF。此外,还可以在直流电源 VCC 支路上加高频电源去耦滤波网络,通常采用 LC 的 型低通滤波器。电容可取 0.01uF,电感可取 47uH 的色码电感或环形磁芯绕制。还可在输出变压器次级与负载之间插入- 20 -LC 滤波器，以改善

31、负载输出波形。3、元件清单C9=0.02uF C10=0.02uF R12=1.5K 电位器kkR20 . 111 N1=6， N2=2 R14=650 3DG130 管子 2013R2.3 缓冲隔离级电路缓冲隔离级电路(射极输出器射极输出器)设计设计从振荡器的什么地方取输出电压也是十分重要的。一般尽可能从低阻抗点取出信号，并加入隔离、缓冲级如射极输出器，以减弱外接负载对振荡器幅度、波形以及频率稳定度的影响。射极输出器的特点是输入阻抗高，输出阻抗低，放大倍数接近于 1。1、电路形式由于待传输信号是高频调频波，主要考虑的是输入抗高，传输系数大且工作稳定。选择电路的固定分压偏置与自给偏压相结合，具

32、有稳定工作点特点的偏置电路。如图 2-3 所示。射极加 RW2可改变输入阻抗。 - 21 -图 2-3 射极输出器电路2、估算偏置电路元件(1)已知条件：Vcc=+12V，负载电阻 RL=425(宽带放大器输入电阻)，输出电压振幅等于高频宽带放大器输入电压振幅，即Uom=1V，晶体管为 3DG100（3DG6） 。3DG100 的参数如表 3-2 所示。表 2-2 3DG100 参数表PCMICMVCEShfefTAP100mW30mA30200150MHz0=60。晶体管的静态工作点应位于交流负载线的中点，一般取UCEQ=7V，ICQ=(310)mA。根据已知条件选取 ICQ=5mA,，VC

33、EQ=0.6Vcc=7V，则kmAVVcVRREQccw0 . 15712IIVCQCQEQ210(2)R10、Rw2：取 R10=500，Rw2为 1k 的电位器。已调波输入经缓冲隔离后已调波输出- 22 -(3) R8、R9VEQ=7.0VVBQ= VEQ+0.7=7.7VIBQ=ICQ/0 =83.3uA kIVRBQBQ9109取标称值 R9=9k。kIVVRBQBQcc1 . 5108取标称值 R8=5.1k。(4)输入电阻 Ri若忽略晶体管基取体电阻的影响，有 （RL=425） kRRRRRRLwi75. 2|)(|)|(21098(5)输入电压 Uim.VPRUiiim6 . 2

34、10*25. 1*2750*223(6)耦合电容 C8、C9为了减小射极跟随器对前一级电路的影响，C8的值不能过大，一般为数十 pF，这里取 C8=20pF，C9=0.02uF。3、元件清单C8=20pF C9=0.02uF kR1 . 58kR99R10=500 Rw2为 1k 的电位器 晶体管为 3DG1002.4 调频振荡器设计调频振荡器设计调频振荡电路的作用是产生频率MHzfo5的高频振荡信号。变容二极管为线性调频，最大频偏。发射机的频率稳定度由kHzfm75该级决定。调频振荡器电路如图 2 -4 示。- 23 -图 2-4 调频振荡器电路 LC 调频振荡器是直接调频电路，是利用调制信

35、号直接线性地改变载波瞬时频率。 如果为 LC 振荡器，则振荡频率主要取决于谐振回路电感和电容。将受到调制信号控制的可变电抗与谐振回路连接，就可以使振荡频率按调制信号规律变化，实现直接调频。 1、LC 振荡器主要技术指标：工作中心频率：f0=5MHz；最大频偏：f=75KHz；频率稳定度：小时/10*5/400ff(1)确定电路形式，设置静态工作点本题对频率稳定度off /要求不是很高，故选用图 1-7 所示的改进型电容三点式振荡器与变容二极管调频电路。(2)三点式振荡器设计：基极偏置电路元件R1、R2、R3、R4、C1的计算图中，晶体管 V1 与 C2、C3、C4、C5、Cj、L1组成改进型电

36、已调波输出调制信号输入- 24 -容三点式振荡器，V1为共基组态，C1 为基级耦合电容。 其静态工作点由 R1、R2、R3、R4共同决定。晶体管 V1 选择3DG100，其参数见表 2-2 所示。小功率振荡器的集电极静态工作电流 ICQ一般为(14)mA。ICQ偏大，振荡幅度增加，但波形失真严重，频率稳定性降低。ICQ偏小对应放大倍数减小，起振困难。为了使电路工作稳定，振荡器的静态工作点取,VVCEQ6,测得三极管的mAICQ360。 mARRRRVVccICEQcQ36124343由(1-3)可得 R3+R4=2k，为了提高电路的稳定性，R4的值可适当增大，取 R4=1k，则 R3=1k。

37、VkmARIVVVcQBEBQEQ31*34 VVRRRVccRRRVEQBQ7 . 37 . 012212212 uAmAIIcQBQ0 .5060/3/为了提高电路的稳定性，取流过电阻 R2上的电流 mAIIBQ5 . 0102kmAVIVRBQ4 . 55 . 07 . 222取标称值 R2=5.5k。据公式 KRVVRVRRRVBQCCCCBB1 .12) 1(21212则 得R1=12.1K 实际运用时 R1取 10k 电阻与 20k 电位器串联，以便调整静态工作点。C1为基极旁路电容，可取 C1=0.01uF。C8=0.01uF,输出耦合电容。- 25 -2、调频电路设计变容二极管

38、利用 PN 结的结电容制成，在反偏电压作用下呈现一定的结电容（势垒电容） ，而且这个结电容能灵敏地随着反偏电压在一定范围内变化，其关系曲线称曲线，如图所示。 图 2-5 jCR曲线 jCR由图可见：未加调制电压时，直流反偏所对应的结电容为。QVjC当调制信号为正半周时，变容二极管负极电位升高，即反偏增加时，变容二极管的电容减小；当调制信号为负半周时，变容二极管负jC极电位降低，即反偏减小时，增大，其变化具有一定的非线性，jC当调制电压较小时，近似为工作在曲线的线性段，将随调制jCR电压线性变化，当调制电压较大时，曲线的非线性不可忽略，它jC将给调频带来一定的非线性失真。 调频电路由变容二极管

39、Cj和耦合电容 C5组成，R6和 R7 为变容二极管提供静态时的反向偏置电压 VQ，VccRRRVQ767。R5为隔离电阻，为了减小调制信号 Ui对 VQ的影响，一般要求 R5远远大于 R6和 R7。C6和高频扼流圈 ZL1对 Ui相当于短路，C7为滤波电容。变容二极管 Cj通过 C5部分接入振荡回路，有利于提高主振频率0f的稳定性，减小调制失真。变容二极管的接入系数jCCCp55，式中，Cj为变容二极管的结电容，它与外加电压的关系为)1 (0DjUuCCj ( Cj0 为变容管 0 偏时结电容,UD 为其 PN 结内建电位差, 为变容指数) 变容二极管参数选择测变容二极管的VCj特性曲线，设

40、置合适的静态工作点QV。本题给定变容二极管为 2CC1C，并取变容管静态反向偏压VVQ4，由特性曲线可得变容管的静态电容pFCjQ75。- 26 -计算主振回路元件值：C2、C3、C4、C5、L1C2、C3、C4、C5、Cj、L1组成并联谐振回路，其中 C3两端的电压构成振荡器的反馈电压，满足相位平衡条件。比值 C2/ C3=F，决定反馈系数的大小，F 一般取 0.1250.5之间的值。为了减小晶体管极间电容对振荡器振荡频率的影响，C2、C3的值要大。如果 C4取几十皮法，则 C2、C3在几百皮法以上。因接入系数jCCCp55，一般接入系数1p，为减小振荡回路输出的高频电压对变容晶体管的影响，

41、p 值应取小，但 p 值过小又会使频偏达不到指标要求，可以先取 p=0.2。则pFppCCj75.182 . 0175*2 . 015 ，取标称值pFC205。 （VQ=-4V 时 Cj =75pF） 若取 C4=20pF， 电容 C2、C3由反馈系数 F 及电路条件C2C4、C3C4 决定，若取 C2=330pF，由 F= C2/ C3= 0.1250.5 取C3=750pF。则静态时谐振回路的总电容为)(752075*2020*554554323243232pFCCCCCCCCCCCCCCCCCCCCjQjQjQjQQ 代入元件值可得pFCQ78.35 由公式MHzCLfQo5211 可得

42、uHL2878.35*25411 计算调频电路元件值变容管的静态反偏压QV由电阻6R与7R分压决定，即 VccRRRVQ767 已知VVQ4，若取kR107，则kR206。- 27 -实际运用时kR206可用 10k 电阻与 47k 电位器串联，以便调整静态偏压QV。隔离电阻 R5应远大于 R6、R7，取 R5=150k。低频调制信号 Ui的耦合支路电容 C6及电感 ZL1应对 Ui提供通路，一般的频率为几十赫至几十千赫兹，故取uFC7 . 46，uHZL471（固定电感） 。高频旁路电容 C7应对调制信号 Ui呈现高阻，取pFC51007。3、计算调制信号的幅度为达到最大频偏的要求，调制信号

43、的幅度mU，可由kHzfm75下列关系式求出。 QomCCff21 因 式中，QC静态时谐振回路的总电容，即pFCCCCCCCCCCCCCCCjQjQQ78.35*554323243232 则回路总电容的变化量 pFfCfCoQm. 1.045000/78.35752/2变容管的结电容的最大变化量 pFpFpCCj5 . 32 . 0/14. 0/22 由变容二极管 2CC1C 的VCj特性曲线可得，当 VVQ4时，特性曲线的斜率VpFVCkcj/5 .12/，故调制信号的幅度VkcCUjm28. 05 .12/5 . 3/ 则调制灵敏FS为 VkHzUfSmmF/7 .3528. 0/10/

44、 4、元件清单- 28 -C1=0.01uF、R1 为为 10K+20K+20K 电位器、电位器、R2=5.5KR2=5.5K、R3=1KR3=1K、R4=1KR4=1K 3DG100 管子、管子、C2=330PF、C3=750PF、C4=20PF、C5=20PF、L1=28uH、2CCIC 变容二极管、变容二极管、C8=0.01uF、C6=4.7uF、C7=5100pF、ZL1=47uH、R5=150K、R6=2R6=2 K、 R7=10R7=10K K。4.4 总的原理图设计总的原理图设计考虑到变容二极管偏置电路简单起见，采用共基电路。因要求的频偏不大，故采用变容二极管部份接入振荡回路的直

45、接调频方式。R1、R2、R3、R4、R5 为T1 管的偏置电阻。采用分压式偏置电路既有利于工作点稳定，且振荡建立后自给负偏置效应有篮球振荡幅度的稳定。一般选为 3mA 左右，太小不易起振，CI太大输出振荡波形将产生失真。调节 C9、CP 可使高频线性良好。R7、R9 为变容二极管提供直流偏置。调制音频信号加到变容二极管改变振荡频率实现CL调频。振荡电压经电容 C10 耦合加至 T2 缓冲放大级。T2 缓冲放大级采用谐振放大，L2 和 C11 应谐振在振荡载波频率上。如果发现通过频带太窄或出现自激可在 L2 两端并联上适当电阻以降低回路 Q 值。该级可工作于甲类以保证足够的电压放大。- 29 -

46、R210KC100.022UFC110.022UFC200.1UFC2247PFC9220PFC1247PFC14180PFC15100PFR10100R1227KR410KR9100R51.2KC17680PFC13220PFC210.1UFL3100uHL4100uHR1615R15200KC16100PFQ32N3804R8100R1420KQ22N3804R13470R310KR1127KQ12N3804L2100uHC8220PFC7220PFC6100PFR712R61KC50.01UFR110KC181000PFL1100uHC190.1UFT3 管工作在丙类状态，既有较高的效率

47、，同时可以防止 T3 管产生高频自激而引起的二次击穿损坏。调节偏置电阻可改变 T3 管的导通角。L3、L4、C15和 C16 构成型输出回路用来实现阻抗匹配并进行滤波，即将天线阻抗变换为功放管所要求的负载值，并滤除不必要的高次谐波分量。常用的输出回路还有 L 型、T 型以及双调谐回路等。图 4.4-1- 30 -五、五、测试结果测试结果理论值实际值频率f0（MHz）1211.9最大频偏 fm（MHz）+10KHz20KHz幅度 V4.8- 31 -六、心得与体会六、心得与体会这个实验是关于小功率调频发射机工作原理分析及其安装调试，通过这次实验我们可以更好地巩固和加深对小功率调频发射机工作原理和

48、非线性电子线路的进一步理解。学会基本的实验技能，提高运用理论知识解决实际问题的能力。在实验过程中，通过选取元件、确定电路形式、以及计算等等，提高我们的动手能力，同时通过调试来发现自己的错误并分析及排除这些故障，使我们对小功率放大器的知识得到了加深！在调试过程中应该注意以下几点：用电压表测一下三个三极管的管脚电压是否满足该设计的要求。用频率计测出 T1、T2、T3 的发射极所发射的频率是否在 12M HZ，如果不是，试着调节 L1、L2、L3。如果在天线处观察波形的峰峰值不在 4V 的话，则应该在 T2 和 T3 的发射极的电阻上各并联一个电容，以使其提高。现在来说说电路中一些元件的作用，其中

49、C3 为基极高频旁路电容，R1、R2、R3、R4、R5 为 T1 管的偏置电阻，R7、R9 为变容二极管提供直流偏置。T3 管工作在丙类状态，妈有较高的效率，赐教可以防止 T3 管产生高频自激而引起的二次击穿损坏。调节偏杆电阻可改变 T3 管的导通角。L3、L4、C15 和C16 构成型输出回路用来实现阻抗匹配并进行滤波，并滤除不必要的高次谐波分量。经过两周的努力，终于完成了这个小功率调频发射课程设计，发射和接收时是高频电子线路课程的核心内容，我能够设计出调频发射机，心里高兴。虽然该设计还有很多不足，但还是较好的满足了要求。这次设计我最大的收获就是学会了系统的计算电路的各个参数，包括计算三极管

50、的静态工作点，阻抗匹配，求输出阻抗，输入阻抗，电压增益，功率放大倍数等等。在设计过程中遇到问题，我先思考找出问题所在，然后在去图书馆或上网查资料，或者是请教同学，在这个过程中对以前学的知识有了更深刻的了解，也明白了所学知识的应用范围，收获不少。通过这次实验我们可以更好地巩固和加深对小功率调频发射机工作原理和非线性电子线路的进一步理解。学会基本的实验技能，提高运用理论知识解决实际问题的能力。在实验过程中，通过选取元件、确定电路形式、以及计算等- 32 -等，提高我们的动手能力，同时通过调试来发现自己的错误并分析及排除这些故障，使我们对小功率放大器的知识得到了加深！调频发射是现在应用最广泛调制方式

51、，调频能很好的抑制寄生调幅，这次设计我也很好的理解它的抗干扰能力。并很好的理解了变容二极管的特性曲线。 课程设计做完了，但我知道以后学习和工作中一定会有更多关于高频方面的设计，这次设计给我打下了一个很好的基础， 我会继续深入学习，提高自己的动手设计能力。- 33 -七、参考文献七、参考文献1、 高频电子线路实验与课程设计 杨翠娥主编，哈尔滨工程大学出版社2、 高频电路设计与制作 何中庸译，科学出版社3、 模拟电子线路 主编：谢沅清 出版社：成都电子科大4、 高频电子线路第四版 主编：张肃文 出版社：高教出版社5、 高频电子线路辅导 主编：曾兴雯 陈健 刘乃安 出版社：西安电子科大- 34 -实验元器件清单实验元器件清单4R1-R410K1R51.2K1R61K1R7123R8-R101002R11, R1227K1R134701R1420K1R15200K电阻1R16151C50.01UF3C6, C15, C16100PF4C7-C9, C13220PF2C10, C110.022UF2C12, C2247PF1C14180PF1C17680PF1C181000PF电容3C19-C210.1UF三极管3Q1-Q32N3804电感4L1-L4100uH