基于单片机的PWM直流电机调速系统设计与实现电子信息科学与技术毕业论文

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1、基于单片机的 PWM 直流电机调速系统设计与实现（软件）The Design and Implementation for DC Motor PWM Speed Control System Based on Microcontroller (software)摘 要本文介绍基于单片机的 PWM 直流电机脉宽调速的一种方法。系统以单片机为控制核心，并以直流电机为控制对象，对整个系统的硬件电路进行设计，确定了电路各个的功能模块之间的功能衔接和接口设置，并且详细分地析了各个模块的功能和相关参数的设置。通过带有功率驱动作用的 TLP250 光耦实现控制单元与驱动单元的强弱电隔离，采用两片驱动芯片 I

2、R2110，驱动 IGBT 构成的 H 桥电路实现对直流电机的调速控制，并且利用 TL431、线性光耦 PC817 和 ADC0809 构成的电压采集单元实现系统的闭环控制，利用光电式码盘进行速度采集。在软件方面，整个系统利用单片机定时器 0 中断方式产生 PWM 脉冲，当定时器计数到设定时间后输出端口实现高低电平转换，实现PWM输出。另外，对 ADC0809 构成的电压采集单元的编程设计也作了较为详细的解释和说明。最后，将基于单片机的 PWM 直流电机脉宽调速的硬件系统与相应的软件结合使得设计能够完美实现。关键词： 单片机 PWM 强弱电隔离 H桥电路 IR2110AbstractThis

3、article describes the DC motor based on single chip PWM pulse width speed control methods. The system for the control of microcontroller core, and a DC motor as a controlled object，The hardware circuit of the whole system is designed to determine the function of each circuit function modules interfa

4、ce and interface settings,at the same time, Subdivision and a detailed analysis of the functions of each module and the related parameter settings. Role with the power drive through the optocoupler TLP250 control unit and drive unit to achieve the strength of electrical isolation, IR2110 driver chip

5、 with two H-bridge IGBT driver circuit constituted of DC motor speed control, and the use of TL431, linear optocoupler PC817 and ADC0809 voltage acquisition unit consisting of closed-loop control system is realized. Using photoelectric encoder for speed collection.On the software side, the system us

6、es the Timer 0 interrupt generation single chip PWM pulse When the timer counts to the output port after a set time to achieve high low conversion, PWM output , In addition, the voltage of the ADC0809 acquisition unit consisting of the programming design also made a more detailed explanation and des

7、cription. Finally, the microcontroller-based DC motor PWM speed control pulse width and the corresponding software hardware system allows designers to match perfectly.Keywords： MCU PWM Optical Couplers Isolation H-bridge IR2110目 录摘 要.IAbstract.II绪 论.11 系统硬件电路总体设计思路.21.1 系统总体设计框图.21.2 系统方案描述.22 系统硬件电

8、路各模块设计.32.1 控制核心 MC-51 系列单片机简介.32.1.1 AT89S52 单片机简介.32.2.2 AT89S52 芯片扩展电路分析.42.3 控制对象直流电机简介.42.4 功率放大驱动电路设计.62.4.1 IR2110 功率驱动介绍.62.4.2 IR2110 的内部结构及其工作原理.72.4.3 IR2110 的自举电路及自举电容参数选择.92.4.4 IGBT H 桥驱动电路原理及其抗干扰设计.102.5 逻辑延时电路设计.132.6 隔离电路设计.142.6.1 TLP250 光耦隔离.142.6.2 PC817 数据采集隔离.152.7 数据采集、过压反馈保护电

9、路.152.7.1 TL431 介绍.162.7.2 ADC0809 介绍.162.8 速度反馈电路.182.9 稳压可调电源设计.203 系统 PWM 控制软件设计.213.1 直流电机 PWM 控制的软件实现.213.1.1 主程序模块.213.1.2 按键扫描子程序模块.223.1.3 数码管显示子程序模块.223.1.4 PWM 输出模块.244 系统调试结果描述.26结 论.27致 谢.28参考文献.29绪 论本文主要研究基于单片机通过 PWM 方式控制直流电机调速的方法。文章分为两个大的主题，前一个主题主要介绍系统硬件电路的设计，后一个主题着重介绍在此硬件电路基础之上的软件设计。首

10、先，来简单了解一下什么是 PWM 控制技术。我们知道冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。实际上 PWM 控制技术就是以该结论为理论基础。亦即对输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲，用其来代替正弦波或其他所需要的波形。并且按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，既可改变逆变电路输出电压的大小，也可改变输出频率1。这就是 PWM 控制技术。PWM 控制的基本原理很早就已经提出，但是受电力电子器件发展水平的制约，在上世纪 80 年代以前一直未能实现。直到进入上世纪 80 年代，随着全控型电力电子器件的出现和迅速发展，PWM 控制技术才真正得到应用。随着电力电子技术、微

11、电子技术和自动控制技术的发展以及各种新的理论方法，如现代控制理论、非线性系统控制思想的应用，PWM 控制技术获得了空前的发展2。到目前为止，已经出现了多种 PWM 控制技术。PWM 控制技术以其控制简单、灵活和动态响应好的优点而成为电力电子技术最广泛应用的控制方式，也是人们研究的热点。由于当今科学技术的发展已经没有了学科之间的界限，结合现代控制理论思想或实现无谐振软开关技术将会成为PWM 控制技术发展的主要方向之一。本文就是利用这种控制方式来改变电压的占空比实现直流电机速度的控制。但文章中作介绍的是一种通过软件的方式来产生 PWM 波，并不是通过硬件产生PWM。因为硬件产生 PWM 控制电路较

12、为复杂，且智能化、自动化水平较低，在工业生产中不利于推广和应用。最终选择软件方式产生 PWM 波。1 系统硬件电路总体设计思路1.1 系统总体设计框图AT89S522*3 按键LED 显示逻辑延时直流电机稳压可调电源驱动电路 IR2110电压采集（adc0809）速度采集（光电码盘）图 1-1 系统整体框图方案的说明与选择：方案一：采用 MC51 单片机、功率集成电路芯片 L298 构成直流调速装置。方案二：采用专用 PWM 集成芯片、IR2110 功率驱动芯片构成整个系统的核心。方案三：采用 MC51 单片机、IR2110 功率驱动芯片构成整个系统的核心实现对直流电机的调速。本设计采用方案三

13、。因为方案一中，L298 的驱动电压和电流较小，不利于工业生产应用，无法满足工业生产实践中大电压、大电流的直流电机调速；方案二中用 PWM 集成芯片虽然可以减轻单片机的负担，工作更可靠，但是其价格相对较高，难于控制工业成本不宜采用。所以，最终用方案三作为整个系统的设计思路。1.2 系统方案描述本系统采用 MC51 为控制核心，配以 2*3 键盘和四位数码管显示，通过ADC0809 模数转换器、光电码盘对主干驱动电路进行电压采集和电机速度采集实现过压保护、速度显示。同时利用 MC51 产生的 PWM 经过逻辑延时电路后加载到以IR2110 为驱动核心，IGBT 构成的 H 桥主干电路上实现对直流

14、电机的控制和调速。本系统的控制部分为 5V 的弱电而驱动电路和负载电路为 110V 以上的直流电压因此在强弱电之间、数据采集之间分别利用了带有驱动功能的光耦 TLP250 和线性光耦 PC817 实现强弱电隔离，信号串扰。具体电路框图如图 1-1 系统整体框图。2 系统硬件电路各模块设计2.1 控制核心 MC-51 系列单片机简介2.1.1 AT89S52 单片机简介本次设计使用的单片机是 Atmel 公司的 AT89S52 芯片外部引脚图 2-1。AT89S52 是一种低功耗、高性能 CMOS8 位微控制器，具有 8K 在系统可编程Flash 存储器。使用 Atmel 公司高密度非易失性存储

15、器技术制造，与工业 80C51 产品指令和引脚完全兼容。片上 Flash 允许程序存储器在系统可编程，亦适于常规编程器。在单芯片上，拥有灵巧的 8 位 CPU 和在系统可编程 Flash，使得 AT89S52为众多嵌入式控制应用系统提供高灵活、超有效的解决方案。AT89S52 具有以下标准功能：8k 字节 Flash，256 字节 RAM，32 位 I/O 口线，看门狗定时器，2 个数据指针，三个 16 位定时器/计数器，一个 6 向量 2 级中断结构，全双工串行口，片内晶振及时钟电路。另外，AT89S52 可降至 0Hz 静态逻辑操作，支持 2 种软件可选择节电模式。空闲模式下，CPU 停止

16、工作，允许 RAM、定时器/计数器、串口、中断继续工作。掉电保护方式下，RAM 内容被保存，振荡器被冻结，单片机一切工作停止，直到下一个中断或硬件复位为止3。图 2-1 AT89S52 引脚图2.2.2 AT89S52 芯片扩展电路分析 P3.1P2AT89S52 P3.4 P1逻辑延时模块驱动模块直流电机模数转换 adc0809数码显示电压采集光电码盘速度采集mokuaimoku图 2-2 AT89S52 芯片扩展电路图 2-2 是编写程序的重要指导，PWM 由单片机的 P3.1 口输出，经由逻辑延时模块后产生两路互为反向的 PWM，随即送给驱动模块进而对直流电机进行驱动。直流电机两端的电压

17、值将通过电压采集模块进行采集送给模数转换 adc0809，经其转换后的数字量再送给单片机的 P1 口。这样 P1 的数据就显示出直流电机的运行状态。数码管用来显示直流电机的速度等级,由光电码盘速度采集模块完成速度的采集。crcnRUTCC C内2.3 控制对象直流电机简介直流电动机根据励磁方式不同，直流电动机分为自励和他励两种类型。不同励磁方式的直流电动机机械特性曲线有所不同。但是对于直流电动机的转速有以下公式：其中：U电压；励磁绕组的电阻；每极磁通；Cc电势常数；Cr转矩常量。R内由上式可知，直流电机的速度控制既可采用电枢控制法，也可采用磁场控制法。磁场控制法控制磁通，其控制功率虽然较小，但

18、低速时受到磁极饱和的限制，高速时受到换向火花和换向器结构强度的限制，而且由于励磁线圈电感较大，动态响应较差。所以在工业生产过程中常用的方法是电枢控制法。图 2-3 直流电机的工作原理图电枢控制是在励磁电压不变的情况下，把控制电压信号加到电机的电枢上，以控制电机的转速。传统的改变电压方法是在电枢回路中串联一个电阻，通过调节电阻改变电枢电压，达到调速的目的，这种方法效率低、平滑度差，由于串联电阻上要消耗电功率，因而经济效益低，而且转速越慢，能耗越大。随着电力电子的发展，出现了许多新的电枢电压控制方法。如：由交流电源供电，使用晶闸管整流器进行相控调压；脉宽调制(PWM)调压等等。调压调速法具有平滑度

19、高，能耗少，精度高等优点。在工业生产中广泛使用其中脉宽调制(PWM)应用更为广泛。脉宽调速利用一个固定的频率来控制电源的接通或断开，并通过改变一个周期内“接通”和“断开”时间的长短，即改变直流电机电枢上电压的“占空比”来改变平均电压的大小，从而控制电动机的转速，因此，PWM 又被称为“开关驱动装置”。图 2-4 电枢电压占空比和平均电压的关系图根据图 2-4，如果电机始终接通电源时，电机转速最大为，占空比为maxVD=/T，则电机的平均速度为：，可见只要改变占空比 D，就可以得到1tDmaxV =V*D不同的电机速度，从而达到调速的目的。2.4 功率放大驱动电路设计IR2110 驱动 IGBT

20、 构成的 H 桥电路的特点显著，具有调速性能好，调速频带宽，可以工作在 1100 kHz 范围内工作。所要求的控制信号简单，只需要加入 PWM 信号即可。IR2110 设计保护电路性能良好，安全性高，无控制信号时，电机处于刹车状态，可用于很多工业领域。整个系统的驱动电路采用两片的 IR2110 驱动四片的IGBT 管（FGA25N120）构成的 H 桥电路。如图 2-5 a） 、b）图 2-5 a）驱动主电路原理图图 2-5 b）主电路 H 桥2.4.1 IR2110 功率驱动介绍IR2110 是 IR 公司生产的高压,高速的功率 MOSFET， IGBT 专用驱动芯片，具有独立的高、低端输出

21、双通道。门电压需求在 1020 V 范围，悬浮通道用于驱动MOSFET 的高压端电压可以达到 500 V。IR2110 的结构特点：IR2110 为一十四引脚的 DIP 封装的高压大规模集成电路。它的引脚如图 2-6 所示。左半边管脚为功率部分，右半边管脚为数字部分。图 2-6 IR2110 的外部结构其中，LO 和 HO 分别为下通道及上通道的输出端,而 Lin 及 Hin 分别为下通道及上通道控制信号输入端，SD 为保护信号输入端，当该端接高电平时，两个通道的输入信号均被封锁，LO 和 HO 恒为低电平。COM 为下通道输出参考地端，实际应用中与 LO 分别接桥式逆变器中某桥臂下开关管的源

22、臂极，Vs 为上通道输出参考地端，实际应用中与 HO 分别接桥式逆变器中某一桥臂上开关管的源臂极。Vb 为上通道互补输出级电源输入端，Vcc 为下通道互补输出级电源输入端，Vss 为控制信号输入极地端，Vdd 为控制信号输入级电源输入端，剩余为空脚。2.4.2 IR2110 的内部结构及其工作原理IR2110 内部集成有一个逻辑信号输入级及两个独立的,分别以高压，低压为基准的输出通道，其内部结构如图 2-7 所示。图 2-7 IR2110 的内部结构由图 2-7 可见。IR2110 的主要构成有三个独立的施密特触发器、两个 RS 触发器,两个 Vdd/Vcc 电平转换器，一个脉冲放大环节、一个

23、脉冲滤波环节，高压电平转换网络及两个或非门，六个 MOS 场效应晶体管，一个具有同相或反相输出的与非门、一个反向器和一个逻辑网络。它的工作原理可简述如下：两个输出通道 (上通道及下通道 )的控制脉冲通过逻辑电路与输入逻辑信号相对应。当控制信号输入端为低电平时，同相输出的施密特触发器 SM 输出为低电平，两个 RS 触发器置位信号无效，则两或非门的输出跟随 HIN 和 LIN 而变化，控制信号有效，而当 SD端输 入高电位时，因 SM 输出高电平，两个 Rs 触发器置位，两或非门输出恒为低电平，控制输入信号无效，此时即使 SD 变为低电平，但由于 R- S 触发器的 Q端维持高电平，所以两或非门

24、输出将保持低电平，直到施密特触发器 SMH 和 SML输出脉冲的上升沿到来，两或非门才因 RS 触发器翻转为低电平而跟随 HIN 及LIN 变化，由于逻辑输入级中的施密特触发器具有滞后带，因而整个逻辑输入级具有良好的抗干扰能力，并可接受上升时间较长的输入信号，再则逻辑电路以其自身的逻辑电源为基准，这就决定了逻辑电源可用比输出工作电源电压低得多的电源电压。为了将逻辑信号转变为输出驱动信号，片内应用了两个抗干扰性能很好的Vdd/Vcc 电位变换电路，该电路的逻辑地电位 (Vss) 和功率电路地电位(COM)之间允许有5V 的额定偏差，由此决定了逻辑电路必受由于输出驱动开关动作产生的耦合干扰的影响。

25、集成于片内下通道内的延时网络实现了两个通道的传输延时，此种结构简化了控制电路时间上的要求；两个通道分别应用了两个相同的交替导通的推挽式连接的低阻场效应晶体管，该两场效应晶体管 分别由两个 N 沟道的 MOSFET驱动，因而其输出的峰值电流可这 2A 以上，由于这种推挽式结构，所以驱动容性负载时上升耐苘比下降时间长。对于上的通道，很窄的开通和关断脉冲由脉冲发生器产生，并分别由 HIN 的上升和下降沿触发，脉冲发生器产生的两路脉冲用以驱动两个高压 CMOS 电平转换器，该两个转换器接着又对工作于悬浮电位上的 RS 触发器进行置位式复位，这便是以地电位为基准的 HIN 信号的电平转换为悬浮电位的过程

26、，由于每个高 CMOS 电平转换器仅在 Rs 触发器置位或复位时开通一段很短的开关脉冲时间，因而使功耗达到最小。再则 Vs 端快速 d Vd t 瞬变产生的 RS 触发器的 误触发可通过一个鉴别电路与正常的下拉脉冲有效的区别开来，这样上通道基本上可承受任意幅值的 d Vd t 值，并保证了上通道的电平转换电路即使在Vs 端电压降到比 COM 端还低 4V 时仍能正常工作。对于下通道由于正常对 SD 为低电平，Vcc 不欠压，所以拖密特触发器 sMl 的输出使下通道中的或非门输出跟随LIN 而变化，此变化的逻辑信号经下通道中的 VooVc 电平转换器转换后加给延时网络，由延时网络延时一定的时间后

27、加到与非门电路，其同相和反相输出分别用来控制两个互补输出级中的低阻场效应晶体管驱动级中的 MOS 管，当 Vcc 低于电路内部整定的值时，下通道中的欠电压检测环节输出，在封锁下通道输出的同时封锁上通道的脉冲产生环节，使整个芯片的输出被封锁；而当 Vb 欠压时，则上通道中的欠压检测环节输出，仅封锁上通道的输出脉冲。2.4.3 IR2110 的自举电路及自举电容参数选择图 2-8 自举电路原理图自举电路如图 2-8 所示。其工作原理如下：Q2 的导通期间将 Vs 的电位拉低到地， Vcc 通过自举电阻 (Rbs)和自举二 级管 (Dbs)给自举电容 (Cbs)充电，通过电容 Cbs 在 Vb 和

28、Vs 之间形成一个悬浮电源给上桥臂主开关器件 Q1 供电。自举电路的存在使同一桥臂上、下主开关器件驱动电路只需一个外接电源。自举电容的选择比较关键，下桥臂导通时给电容充电，当上桥臂导通时电容依靠自身存储的能量维持上桥臂栅极为高电平 。如果电容选取的过大，可能使下桥臂关断时电容两端还没有达到要求的电压，而电容选择较小则会导致电容存储的能量不够维持栅源电压在上桥臂导通时间内为一定值 。有可能的话最好选择非电解电容。电容应尽可能的靠近芯片。电容所需提供的最小电量如公式(2-1)： Qbs=2Qg+ Iqbs(man)/f + Qls+Icbs(leak)/f (2-1)式中：Qg 为高端器件栅极电荷

29、;f 为工作频率；Icbs(leak)为自举电容漏电流；Qls 为每个工作周期内电平转换电路的电荷要求，对于 IR2110 其为 5nC。电容选取公式，如公式(2-2)： Cbs22Qg+Iqbs(man)/f+Qls+Icbs(leak)/f/(Vcc-Vf-Vrbs-Vls-Vmin)(2-2)式中：Vf 为自举二极管正向压降；为自举电阻压降；Vls 为低端的主开关器件压降；Vmin 为 Vb 和 Vs 之间的最小电压。由于自举电路的固有原理，过小的电容值可能引起过充电，导致芯片损坏。为了避免上述问题，实用中所选自举电容 Cbs 应基于的计算结果再乘以大于 1 的系数，以确保芯片安全。由图

30、可见，在高端的主开关器件开通时，自举二极管必须能够阻止主电路的高压，同时其应是快恢复二极管，以减少自举电容向店员 Vcc 的回馈电荷。该快恢复二极管的参数选择标准为：Vrrm=主电路端电压Trrmax=100nsIf=Qbsf式中：Vrrm 为反向耐压；Trrmax 为最大反向恢复时间；If 为额定电流。自举电阻的选择。电阻在 IR2110 应用中是必需的，其对自举电容的充电过程进行缓冲，避免电容过充，Vs 出现低于地电位的情况。该电阻值的选择应保证RbsCbs 的值大于芯片的传输延时 MT,即RbsCbsMT对 IR2110 芯片而言，其最大传输延时为 10ns 所以 RbsCbs10ns。

31、2.4.4 IGBT H 桥驱动电路原理及其抗干扰设计1）IGBT H 桥驱动电路原理H 桥驱动电路是一个典型的直流电机控制电路，电路得名于“H 桥驱动电路”是因为它的形状酷似字母 H 。H 型变换器在控制方式上分为双极式、单极式和受限式三种。本设计同样采用选用双极式 H 型 PWM 变换器。如图 2-9 所示，四个电力晶体管 IGBT 和四个续流二级管 FR307 构成了 H 桥驱动电路。基极驱动电压分为两组即、同时工作其驱动电压分别为和，和同时工作其驱动电1VT4VTb1Ub4U2VT3VT压为。在一个开关周期内，时和为正，晶体管b2b3b1UUU 0ontt b1Ub4U和饱和导通；而和

32、为负值，和截止。这时，+加在电枢 AB1VT4VTb2Ub3U2VT3VTsU两端，电枢电流沿回路 1 流通；当时，和变为负值，ABSUUdionttT b1Ub4U和截止；和变成正值，但是和并不能立即导通，因为在电枢1VT4VTb2Ub3U2VT3VT电感释放储能的作用下，沿回路 2 经二极管、续流，在和上的压di2VD3VD2VD3VD降使、集电极和发射极承受反压，这时，在一个周期内正负2VT3VTABSUU ABU相间，这是双极式 PWM 变换器的特征。图 2-9 H 桥驱动电路在一个周期内具有正负相间的脉冲波形。而电机的正反转则体现在驱动电ABU压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，则

33、电枢两端的平均电压为正，2onTt在电动运行时电机正转。当，平均电压为负值，电机反转。如果正负脉冲相2onTt等时电枢电压为零，电机停转。双极型可逆 PWM 变换器电枢平均电压为：2(1)ononondssstTttUUUUTTT若定义占空比为和电压系数的定义与不可逆变换器中相同，则在双极/dsUU式控制的可逆变换器中=2- 1 与不可逆变换器中的不同。调速时的可调范围为01，相应的= -11。当时，为正，电动机正转；当时，为负，电1212动机负转；当时，=0，电动机停止。12双极式控制的电压平衡方程式3： （）dSddiURiLEdt0ontt （）dSddiURiLEdtonttT 电枢两

34、端在一个周期内的平均电压都是：。其平均值方程都可写成3： dsUUSddURIERICen则机械特性方程：0SddURRnInICeCeCe用转矩表示： 0eeUsRRnTnTCeCeCmCeCm式中， 电机在额定磁通下的转矩系数，。 mCmmNCK 理想空载转速，与电压系数成正比，。0n0seUnC2）IGBT 抗干扰设计对于任何 CMOS 器件，使这些二极管正向导通或反向击穿都会引起寄生的可控晶闸管(SCR)锁定，锁定的最终后果难以预料，有可能暂时错误地工作到完全损坏器件。若在“理想的自举”电路中，由一个零阻抗电源供电，并通过一个理想的CCV二极管给供电。负过冲电压将引起自举电容过充电。电

35、路的负载为感性负载，bV则在功率管开关瞬间、电源短路以及过电流关断时，将比较大，功率管就会itd /d产生过冲电压，从而使 VS 端电压低于 COM 端。实际上，该电压是不能低于-4V，超出该极限电压就会引起高端通道工作的不稳定。故在设计 PCB 时，应采取下列方法以减小 VS 负过冲电压：将功率管紧密放置，并在焊接功率器件时应尽量使引脚最短；IR2110 尽可能靠近功率 IGBT 模块放置；在电源线与功率管之间应增加去耦电容，一般应选 0.1F 或 1.0F 的电容。如图 2-10 所示为 IR2110 部分寄生二极管示意图。图 2-10 IR2110 部分寄生二极管示意图2.5 逻辑延时电

36、路设计逻辑延时电路是主电路 IGBT 开关管的控制所需。为什么需要逻辑延时电路？是基于一下两个原因：其一，因为控制 IGBT 所需的控制信号要求对角上的两个 IGBT 管的控制信号要相同，而同一个桥臂上的控制信号要相反。这就要求主电路上有两路互为反向的控制信号。然而单片机产生的PWM 只有一路，这时候就必须把 PWM 信号利用逻辑延时电路变成两路互为反向的控制信号；其二，虽然从目前的制作工艺水平可以使电力电子半导体开关器件的频率做得很高，但是器件的导通和关断的时候仍然会占用一段极短的时间，PWM控制信号消失的瞬间并不意味着功率开关管就真正会关断。如果一个的功率开关管的控制信号刚消失的同时给同一

37、桥臂的另一功率开关管加控制信号很可能造成同一桥臂的两管子同时导通形成对电源短路。为了避免这种现象在系统中出现，本设计采用了在 MC-51 产生 PWM 信号后设置逻辑延时电路。如图 2-11 所示。图 2-11 逻辑延时电路2.6 隔离电路设计隔离是整个设计的关键环节，如果隔离没有做好，将导致强弱电互相串扰，强电串到弱电的控制单元时会导致整个控制单元烧毁。系统的主电路电压均为高电压、大电流，而控制单元为弱电压，弱电流，所以它们之间必须采取光电隔离措施，以提高系统抗干扰措施。另外，在进行电流电压采集和过压保护时必须进行隔离，防止强电流干扰控制模块。AD 采集必须是模拟信号而不能使数字信号，所以在

38、光耦选择时可以选择线性光耦。2.6.1 TLP250 光耦隔离为了避免强弱电互相串扰，强电串到弱电的控制单元时会导致整个控制单元烧毁本设计采用带光电隔离的 MOSFET 驱动芯片 TLP250。光耦 TLP250 是一种可直接驱动小功率 MOSFET 和 IGBT 的功率型光耦，由日本东芝公司生产，其最大驱动能力达 1.5A。选用 TLP250 光耦既保证了功率驱动电路与 PWM 脉宽调制电路的可靠隔离，又具备了直接驱动 MOSFET 的能力，驱动电路简单。根据 TPL250 的数据手册要求在 2、3 脚的电压输入必须为 1.6v，5、8 脚之间必修接 104 旁路电容使输出均匀化降低负载需求

39、。具体电路设计,如图 2-12。图 2-12 TLP250 光耦隔离电路2.6.2 PC817 数据采集隔离为了防止强电流干扰控制模块，另外又由于 AD 采集必须是模拟信号而不能使数字信号，所以数据采集隔离中采用线性光耦 PC817。其内部结构如图 2-13 所示。图 2-13 PC817 内部结构图当输入端加电信号时，半导体二极管发出光线，照射在半导体光敏晶体管上，光敏晶体管接受光线后导通，产生光电流从输出端输出，从而实现了“电-光-电”的转换。普通光电耦合器只能传输数字信号，不适合传输模拟信号。而 PC817 是一种新型的光电隔离器件，能够传输连续变化的模拟电压或电流信号，随着输入信号的强

40、弱变化会产生互相对应的光信号，从而使光敏晶体管的导通程度发生不同的变化，输出的电压或电流也随之产生不同变化。图 2-14 PC817 集电极发射极电压 V 与发光二极管正向电流 If 关系。PC817 光电耦合器在电路中不但可以起到反馈作用还可以起到强弱电隔离作用。图 2-14 PC817 集电极发射极电压 V 与发光二极管正向电流 If 关系图2.7 数据采集、过压反馈保护电路为了实现系统的的过压保护，本设计采用三端稳压 TL431 和 PC817 线性光耦构成的过压保护装置。首先，对主电路的中 IGBT 的 OUTA 和 OUTB 之间的电压采集，然后通过 TL431 限压，再通过线性光耦

41、 PC817 把电压反馈到 ADC0809 实现电压采集，采集完成后把采集到的数据送给 MC51 处理。其工作原理：当输出电压发生波动时，经分压电阻 R35 得到的取样电压就与 TL431 中的基准电压进行比较，在阴极上形成误差电压，使光耦电流发生变化，这时候通过 PC817 隔离后经ADC0809 模数转换后给 MC51 处理，当主电路的电压过大时，MC51 就停止 PWM输出或改变 PWM 占空比从而达到过压保护。图 2-15 数据采集、闭环反馈电路设计图2.7.1 TL431 介绍TL431 的电路图形符号和基本接线如图 2-16 所示：图 2-16 TL431 基本符号图TL431 相

42、当于一只可调式齐纳稳压管，输出电压由外部精密分压电阻来设定。其稳压原理为：当 UO 上升时，取样电压也随之升高，使 ，比较器REFUREFUrefU输出高电平，使 VT 导通，UO 开始下降。反之，UO 下降会导致下降，从而REFU ，使比较器再次翻转，输出变成低电平，VT 截止 UO 上升。这样的循环REFUrefU下去，从动态平衡的角度来看，就迫使 UO 趋于稳定，从而达到了稳定的目的，并且 = 。REFUrefU2.7.2 ADC0809 介绍ADC0809 是美国国家半导体公司生产的 CMOS 工艺 8 通道，8 位逐次逼近式A/D 转换器。其内部有一个 8 通道多路开关，它可以根据地

43、址码锁存译码后的信号，只选通 8 路模拟输入信号中的一个进行 A/D 转换。1）外部特性（引脚功能）ADC0809 芯片有 28 条引脚，采用双列直插式封装，如图 2-17 所示。下面说明各引脚功能。 IN0IN7：8 路模拟量输入端。 2-12-8：8 位数字量输出端。 ADDA、ADDB、ADDC：3 位地址输入线，用于选通 8 路模拟输入中的一路 ALE：地址锁存允许信号，输入，高电平有效。 START： AD 转换启动脉冲输入端，输入一个正脉冲（至少 100ns 宽）使其启动（脉冲上升沿使 0809 复位，下降沿启动 A/D 转换） 。 EOC： AD 转换结束信号，输出，当 AD 转

44、换结束时，此端输出一个高电平（转换期间一直为低电平） 。 OE：数据输出允许信号，输入，高电平有效。当 AD 转换结束时，此端输入一个高电平，才能打开输出三态门，输出数字量。 CLK：时钟脉冲输入端。要求时钟频率不高于 640KHZ。 REF（+） 、REF（-）：基准电压。 Vcc：电源，单一5V。 GND：地图 2-17 ADC0809 芯片引脚2）内部结构ADC0809 是 CMOS 单片型逐次逼近式 AD 转换器，内部结构如图 2-18 所示，它由 8 路模拟开关、地址锁存与译码器、比较器、8 位开关树型 A/D 转换器、逐次逼近寄存器。图 2-18 ADC0808/0809 内部结构

45、框图（3）ADC0809 的工作过程ADC 0808/0809 的工作时序如图 2-19 所示。当通道选择地址有效时，ALE 信号一出现，地址便马上被锁存，这时转换启动信号紧随 ALE 之后(或与 ALE 同时)出现。START 的上升沿将逐次逼近寄存器 SAR 复位，在该上升沿之后的 2s 加 8个时钟周期内(不定)，EOC 信号将变低电平，以指示转换操作正在进行中，直到转换完成后 EOC 再变高电平。微处理器收到变为高电平的 EOC 信号后，便立即送出OE 信号，打开三态门，读取转换结果。图 2-19 ADC 0808/0809 工作时序2.8 速度反馈电路光电式码盘是一种非接触性光电传感

46、器,它具有测量准确度高、应速度快、可靠性高和使用寿命长等优点。我们应用光码盘测试原理，完成了直流电机测速装置设计（工作原理如图 2-20 所示）其装置具有结构简单，测速准确度高的优点。光码盘的工作原理就是用光码盘上透光与不透光，在码盘的另一侧形成光脉冲。脉冲光照射在光电敏感元件上产生与光脉冲相对应的电脉冲。典型的光码有TLP507A，TLP800 等类型。工作时，光投射在码盘上，码盘随运动物体一起旋转，透过亮区的光经过狭缝后由光敏元件接受，光敏元件的排列与码道一一对应，对于亮区和暗区的光敏元件输出的信号，前者为“1”，后者为“0”，当码盘旋转在不同位置时，光敏元件输出信号的组合反映出一定规律的

47、数字量，代表了码盘轴的角位移。图 2-20 直流电机测速工作原理由于采用了光电式码盘作为传感器，其速度转换电路，如图图 2-21 所示，发光极管 LED 发出红外光，透过遮光板 TLP 的圆孔照射光敏三极管 Tl，使其迅速由截止状态变为导通，如此反复形成光脉冲信号，经 T2 的放大。再由 74LS04 反向整形后进给单片机。为了提高响应速度，选用脉冲响应时间为 50ns 的 GaAIAs 红外发光二极管，( 这里光敏三极管做光敏二极管用 ) 利用单片机的定时/计数器功能。对信号进行固定周期性采样。T1 口和传感装置连接，对信号进行计数该测速电路充分利用单片机，完成一系列的数据采样、处理，最后计

48、算得到较准确的速度值并显示该速度在单片机内部得到的转速通过串行口输出到五片 7 4LS 64 中，做到速度静态显示，并且定时对显示内容进行刷新。图 2-21 速度转换电路1）脉冲频率与转速的关系 n=60f/P 式中，P 为光码盘开孔的总数；f 为脉冲频率；n 为直流电机的转速。 取 P=10， 则 n=6f ( r/min)。2）采样周期 T 内光脉冲个数 N 与频率的关系 n=N/f，即 n=60N/PT。2.9 稳压可调电源设计因为系统需要的不同电压值较多，且由于电机在正常工作时对电源的干扰很大，如果只用一组电源难以防止干扰，为此在设计时采用了两组可调的稳压电源为系统控制单元和驱动单元单

49、独供电。在设计时首先考虑到使用三端可调稳压集成芯片LM317、和 LM337。LM317 系列稳压器输出连续可调的正电压，LM337 系列稳压器输出连可调的负电压，可调范围为 1.2V37V，最大输出电流 为 1.5A。稳压器内部含有过流、过热保护电路，具有安全可靠，性能优良、不易损坏、使用方便等优点。其电压调整率和电流调整率均优于固定式集成稳压构成的可调电压稳压电源。再利用 LM7805、LM7905 三端稳压芯片即可形成一个 1.2V18V 可调和 5V 固定输出的稳压电源。具体设计电路图如下图 2-22 当 220V 交流电压经过变压器转换成双18V 的交流电压，利用 BR1 整流桥实现

50、整流后，利用了 3300uf 大电容 C7、C8 整流，因为大容量电解电容有一定的绕制电感分布电感，易引起自激振荡，形成高频干扰，所以稳压器的输入、输出端常并入 103 瓷介质小容量电容 C5、C6 用来抵消电感效应，抑制高频干扰，利用 LM317、LM337 稳压器实现 18V 和-18V 可调，最后在经过 470uf 电解电容 C11、C12 滤波后给 LM7805、LM7905 稳压后再通过C1、C2 滤波后输出 5V 直流固定电压。图 2-22 稳压可调电源3 系统 PWM 控制软件设计3.1 直流电机 PWM 控制的软件实现系统软件由主程序 MAIN 和按键扫描子程序模块 KEY、数

51、码显示子程序模块DISP 和电机 PWM 控制子程序模块构成。3.1.1 主程序模块由于系统中主要由中断和子程序调用完成，需要一定的堆栈空间，本系统设置32 个字节空间，即将单片机堆栈指针 SP 设置为：（SP）=60H。此外，在程序中必须定义好内部存储器的分配，包括：1) 显示区的分配，要轮流显示设定的转速和当前的转速，所以分配两个存储单元；2) 编码器计数存储：采用 3600 脉冲/转的编码器，所以分配两个存储单元；3) 按键设定转速存储：直流电机的转速一般在 3000r/min 以下，所以分配两个存储单元，最高位为电机旋转的方向标志；4) 设定转速转换为 0.01s 内编码脉冲数存储：在

52、 3000r/min 全速运行下，0.01s的编码器输出 1800 个脉冲，所以分配两个单元。5) PID 运算出 T1 计数初值结果：T1 采用 16 位定时器，分配两个单元。定时器初始化，两个定时器采用 16 位定时方式 1，其中 T0 用作 PWM 脉冲周期定时，本系统中设定 T0 定时为 0.01s，即 PWM 脉冲周期为 100Hz；T1 用作控制在 PWM脉冲周期中高电平的输出时间，此时间也是 PID 运算的输出结果。中断系统初始化，本系统中按键扫描，编码器脉冲的计数和 PWM 脉冲输出时在中断服务中完成的，其中按键中断由外部中断 INT1 服务，编码器脉冲的计数由外部中断 INT

53、1 服务，PWM 脉冲输出中断由 T1 和 T0 的中断服务，其中 T1 的定时启动在 T0 服务程序中。由于按键中断级别和 T0 的级别较高，所以以他们的优先级设定为高级。主程序中调用的子程序模块有按键扫描子程序模块、数值转换子程序模块、PID 运算子程序模块、数码显示子程序模块。其中数值转换子程序用于将按键设定的电机转速转换为 0.01 秒内编码器的脉冲数；PID 运算子程序用于计算当前输出PWM 的占空比，输出为 T1 的定时计数初值。主程序如图 3-1 所示。图 3-1 主程序流程图3.1.2 按键扫描子程序模块按键用于设定电机转速，设定方式有直接数字键设定和连续整数调整，利用组合按键

54、实现电机旋转方向和子程序的退出，退出程序如图 3-2 所示。3.1.3 数码管显示子程序模块数码管显示子程序为通用显示子程序，可以显示设定转速和当前转速，程序中通过显示存储器的最高位状态来设定该项是否显示。程序流程图如图 3-3。图 3-2 键扫描子程序及其中断服务程序流程图图 3-3 数码管显示子程序流程图3.1.4 PWM 输出模块PWM 控制程序的设计有两种方法:软件延时法和计数法。软件延时法的基本思路是:首先求出占空比 D，再根据周期分别给电机通电 M个单位时间 t0，所以 M=t1/t0。然后，再断电/M 个单位时间，所以/M=t2/t0。改变/M 和 M 的值，从而也就改变了占空比

55、 D。计数法的基本思路是 ：当单位延时个数 M 求出之后，将其作为给定值存放在某存储单元中。在通电过程中，对通电单位时间 t0 的次数进行计数，并与存储器的内容进行比较。若不相等，则继续输出控制脉冲，直到计数值与给定值相等，使电机断电。图 3-4 为PWM 输出流程图。图 3-4 PWM 输出流程图本设计采用计数法加软件延时法。如图 3-4 所示，单片机上电后，计算机进入准备状态。当按动启动按钮后判断 P3.0 是否为高电平。然后根据 P3.0 分别进入计数值与预定值比较环节，当计数值与预定值相等时，清计数寄存器，并且置 P3.0 为相反状态，进入延时程序。根据不同的加减速按钮，调整 P3.0

56、 输出高低电平的预定值，从而可以控制 P3.0 输出高低电平的延时时间，进而控制电压的大小。4 系统调试结果描述调试过程,接 5V 直流电机，在不同占空比负载电压、IGBT 栅极和集电极电U负压输出情况和电机的转动方向如下表 4-1：GEU表 4-1 5V 直流电机的测试情况占空比GEU0%10%30%40%50%60%70%80%100%UG E1UG E2UG E3UG E4U负电机转动情况8.79V0.15V0.17V11.20V-3.67V反转6.95V1.77V1.71V7.47V-2.64V反转6.45V1.67V2.10V6.96V-1.17反转5.55V3.12V3.32V5.

57、87V-0.68V反转3.96V4.42V4.23V4.23V0.18V停转2.53V5.89V5.03V2.83V0.73V正转1.63V7.78V7.47V1.5V1.21V正转0.79V9.27V8.19V0.82V2.21V正转0V11.5V9.28V0V3.88V正转从上表可知：当占空比为 50%电机停转，随着占空比的增加或减少电机转速也越来越快。通过改变占空比即可实现对直流电机的调速。结 论MOSFET 和 IGBT 专用驱动芯片 IR2110 在设计上采用了 IR 公司独有的高压集成电路和无闩锁 CMOS 技术，其输出的栅极驱动电压范围很宽，又有独立的逻辑电源与逻辑信号相连接，内

58、部集成有施密特触发的 CMOS 输入、欠压封锁环节和保护封锁功能单元，输出采用了推挽式输出的 MOS 栅结构，巧妙地解决了两通道合适的传输延时，因而它是一种难得的高性能驱动集成电路。 高性能 MOSFET 相 IGBT 专用驱动芯片 IR2110 的研制成功，使 MOSFET 和IGBT 的驱动电路设计犬为简化。由于它可以实现对 MOSFET 和 IGBT 的最优驱动，又具有快速完整的保护功能，因而它应用可极大地提高控制系统的可靠性并减小控制摄的尺寸。 虽然 IR2110 给我们在设计和应用中带来了很大的方便，但自举电容和二极管的选取也给我们带来了许多麻烦，它们的选择应该和自己设计的电路原理以

59、及 PCB 板的制作有很大的关系，如果选择不合适，IR2110 的 HOLO 就不会输出波形，可能导致整个电路都不能正常工作。致 谢在本次毕业设计中，自己不仅付出了很多心血，而且也得到了很多老师和同学的支持，为我创造了很多有利条件，在这里，我要特别感谢我的导师雷丹老师，在毕业设计的开始，雷丹老师给了我很多帮助，指导我了解了很多关于电力拖动的相关知识，并在当我设计遇到困难时，及时的给予帮助和鼓励，同时，其他学科科目的相关知识也渗透在毕业设计之中，也为我顺利完成毕业设计起到了非常重要的作用。另外我还要感谢实习组及实验室的所有老师，为我的毕业设计提供了非常便利的条件。最后还要感谢帮助我的肖启权学友，

60、在我遇到困难时给予我耐心的帮助。最后，再次对在本次毕业设计中给予过我帮助的老师和同学表达我最真挚的谢意！参考文献1 罗辉基于 DSP 的双闭环可逆 PWM 直流调速系统设计与实现仪器仪表用户 2007，14(6)：35-362 李正军电动跑步机 PWM 直流调速系统设计微电机2007，40（10）：87-88， 922 陈伯时电力拖动自动控制系统北京：机械工业出版社，20063 史国生交直流调速系统北京：机械工业出版社，20064 王志良.电力电子新器件及其应用技术.北京：国防工业出版社，19955 张方.电机及拖动基础.北京:中国电力出版社， 20086 康华光，邹寿彬.电子技术基础(数字部分).第四版.北京：高等教育出版社，20047 吴守箴，戚英杰.电气传的脉宽调制控制技术.北京：机械工业出版社，20108 HavaPerformance Analysis of Reduced Common-Mode Voltage PWM Methodsand Comparison With Standard: PWM Methods for Three-Phase Voltage-SourceInvertersIEEE Transactions on Power Electronics 2009，24（1）：241-252