数字开关稳压电源设计与制作—课程设计

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1、数字开关稳压电源设计与制作所在院系：通信与信息工程学院作 者： 时 间：数字开关稳压电源设计与制作摘 要本系统以Boost升压斩波电路为核心，以MSP430单片机为主控制器和PWM信号发生器，根据反馈信号对PWM信号做出调整，进行可靠的闭环控制，从而实现稳压输出。系统输出直流电压30V36V 可调，可以通过键盘设定和步进调整，最大输出电流达到2A，电压调整率和负载调整率低，DC-DC变换器的效率达到93.97%。能对输入电压、输出电压和输出电流进行测量和显示。关键词：DC-DC；PWM；Boost升压斩波电路；1 方案设计及论证1.1 DC-DC主回路拓扑方案一：间接直流变流电路：结构如图1-

2、1所示，可以实现输出端与输入端的隔离，适合于输入电压与输出电压之比远小于或远大于1的情形，但由于采用多次变换，电路中的损耗较大，效率较低，而且结构较为复杂。图1-1 间接直流变流电路方案二：Boost升压斩波电路：拓扑结构如图1-2所示。开关的开通和关断受外部PWM信号控制，电感L将交替地存储和释放能量，电感L储能后使电压泵升，而电容C可将输出电压保持住，输出电压与输入电压的关系为UO=(ton+toff)，通过改变PWM控制信号的占空比可以相应实现输出电压的变化。该电路采取直接直流变流的方式实现升压，电路结构较为简单，损耗较小，效率较高。图1-2 Boost升压斩波电路拓扑结构综合比较，我们

3、选择方案二。1.2 控制方法及实现方案方案一：利用PWM专用芯片产生PWM控制信号。此法较易实现，工作较稳定，但不易实现输出电压的键盘设定和步进调整。方案二：利用单片机产生PWM控制信号。让单片机根据反馈信号对PWM信号做出相应调整以实现稳压输出。这种方案实现起来较为灵活，可以通过调试针对本身系统做出配套的优化。但是系统调试比较复杂。在这里我们选择方案二。1.3 系统总体框图图1-3 系统总体框图1.4 提高效率的方法及实现方案1.4.1 Boost升压斩波电路中开关管的选取电力晶体管（GTR）耐压高、工作频率较低、开关损耗大。电力场效应管（Power MOSFET）开关损耗小、工作频率较高。

4、从工作频率和降低损耗的角度考虑，选择电力场效应管作为开关管。1.4.2 选择合适的开关工作频率为降低开关损耗，应尽量降低工作频率；为避免产生噪声，工作频率不应在音频内。综合考虑后，我们把开关频率设定为20kHz。 1.4.3 Boost升压电路中二极管的选取开关电源对于二极管的开关速度要求较高，可从快速恢复二极管和肖特基二极管中加以选择。与快速恢复二极管相比，肖特基二极管具有正向压降很小、恢复时间更短的优点，但反向耐压较低，多用于低压场合。考虑到降低损耗和低压应用的实际，选择肖特基二极管。1.4.4 控制电路及保护电路的措施控制电路采取超低功耗单片机MSP430，其工作电流仅280A；显示采取

5、低功耗LCD；控制及保护电路的电源采取了降低功耗的方式。2 电路设计与参数计算2.1 Boost升压电路器件的选择及参数计算Boost升压电路包括驱动电路和Boost升压基本电路，如图2-1所示。(a) (b)图2-1 Boost升压电路（a） PWM驱动电路 （b）Boost升压基本电路2.1.1 开关场效应管的选择选择导通电阻小的IRF540作为开关管，其导通电阻仅为77m（VGS=10V, ID=17A）。IRF540击穿电压VDSS为55V ，漏极电流最大值为28A（VGS =10 V， 25C），允许最大管耗PCM可达50W，完全满足电路要求。2.1.2 PWM驱动电路器件的选择单片

6、机I/O口输出电压较低、驱动能力不强，我们使用专用驱动芯片TL494。其集成了全部的脉宽调制电路，外置振荡元件只有两个，有推或拉两种输出方式，最大输出电流可达500mA。2.1.3 肖特基二极管的选择选择MBR20200型肖特基二极管，其导通压降小，通过10A电流时仅为0.95V，并且恢复时间短。实际使用时为降低导通压降将两个肖特基二极管并联。2.1.4 电感的参数计算:1.电感值的计算： 其中，m是脉动电流与平均电流之比取为0.25，开关频率f=20 kHz,输出电压为36V时，LB=527.48H，取530H。2. 电感线径的计算：最大电流IL为2.5A，电流密度J取4 A/mm2，线径为

7、d,则由得d=0.892 mm,工作频率为20kHz,需考虑趋肤效应，制作中采取多线并绕方式，既不过流使用，又避免了趋肤效应导致漆包线有效面积的减小。2.1.5 电容的参数计算: 其中，UO为负载电压变化量，取20 mV,f=20kHz,UO=36V时,CB=1465F,取为2000F，实际电路中用多只电容并联实现，减小电容的串联等效电阻ESR），起到减小输出电压纹波的作用，更好地实现稳压。2.2 输出滤波电路的设计与参数计算（见附录）2.3 控制电路的设计与参数计算单片机根据电压的设定值和电压反馈信号调整PWM控制信号的占空比，实现稳压输出，同时，单片机与采样电路相结合，将为系统提供过流保护

8、、过热保护、过压保护等措施，并实现输出电压、输出电流和输入电压的测量和显示。PWM信号占空比 当U2=15V，UO=36V时，UIN=1.2*U2-2V=16V， 最大值DMAX=0.556；当U2=21V，UO=30V时，UIN=1.4*U2-2V=27.4V，最小值DMIN=0.087系统对于单片机A/D采样精度的要求：题目中最高的精度要求为0.2%，欲达到这一精度，A/D精度要达到1/500，即至少为9位A/D，MP430内置A/D为12位，只要合理设定测量范围，完全可以达到题目的精度要求。2.4 保护电路的设计与参数计算2.4.1 过流保护 (共三级)1.输入过流保护:在直流输入端串联

9、一个限流电阻（0.1，3W），从而实现过流保护。2.输出过流保护:输出端串接电流采样电阻RTEST2，材料选用温漂小的康铜丝。电压信号需放大后送给单片机进行A/D采样。过流故障解除后，系统将自动恢复正常供电状态。3.逐波过流保护:逐波过流保护在每个开关周期内对电流进行检测，过流时强行关断，防止场效应管烧坏。具体实现电路见附录图5（a）。考虑到MOS管开通时的尖锋电流可能使逐波过流保护电路误动作，加入如附录图5（b）所示电路。2.4.2 反接保护反接保护功能由二极管和保险丝实现，电路如附录图3（a）。2.4.3 过热保护通过热敏电阻检测场效应管的温度，温度过高时关断场效应管。2.4.4 防开机“

10、浪涌”保护用NTC电阻实现了对开机浪涌电流的抑制，见附录图3（a）。2.4.5 场效应管欠压保护利用IR2302的欠压保护功能，对其电源电压进行检测，使场效应管严格工作在非饱和区或截止区，防止场效应管进入饱和区而损坏。2.5 数字设定及显示电路的设计分别通过键盘和LCD实现数字设定和显示。键盘用来设定和调整输出电压；输出电压、输出电流和输入电压的量值通过LCD显示。电路接口见附录。2.6 效率的分析及计算（U2=18V,输出电压UO=36V,输出电流IO=2A） DC-DC电路输入电压UIN=1.2*U2-2V=19.6V，信号占空比D1-UIN/UO=0.456，输入电压有效值IIN=IO/

11、（1-D）=3.676A，输出功率PO=UO*IO=72 W下面计算电路中的损耗P损耗：2.6.1 Boost电路中电感的损耗： 其中，DCR1为电感的直流电阻，取为50 m，代入可得PDCR1=0.68 W2.6.2 Boost电路中开关管的损耗开关损耗 ：PSW=0.5*UIN*IIN（tr+tf）*f其中，tr是开关上升时间，为190ns,tf是开关下降时间，为110ns,f是开关频率，为20 kHz,代入可得 PSW=0.2160W导通损耗： 其中，导通电阻RDSON=77 m，电流感应电阻RSNS取0.1 ，代入得PC=1.23 W2.6.3 肖特基二极管的损耗 流过二极管的电流值与

12、输出电流I0相等，则二极管损耗其中，IO=2 A,取二极管压降VD为0.35 V，代入可得PD=0.7 W2.6.4 两只采样电阻上的总损耗为0.9 W （计算过程见附录2）其他部分的损耗约为0.8 W，具体计算过程见附录2。综上，电路中的总损耗功率P损耗=4.5WDC-DC变换器的效率= PO /（PO+P损耗）=94%2.7 系统特色l 输出电压反馈采用“同步采样”方式，有效地避免了电压尖峰对信号检测的影响。软件滤波可降低毛刺干扰，但不能从根本上减小干扰。 “同步采样”法是根据开关毛刺的可预测性（集中在开关瞬间，持续时间不超过2S），在开关管动作后2S再采样，避免采到毛刺，提高了反馈信号的

13、准确度和稳定度。l 具有多重保护措施，保证了系统的高可靠性。3 软件设计 其主要流程图如图3-1所示采样，等待中断 读取AD采样值，构成 反馈，控制输出量稳定 中断里读取AD采样值，并判断是否要屏蔽中断去处理数据 图3-1 主要流程图程序说明:本程序主要通过键盘设定输出电压值,利用PI算法控制PWM的占空比，实现电压稳定输出.并且为了减少干扰,软件采用同步采样的方法,即在PWM上升沿后2微秒,再去采样,这样就可以避免采样到毛刺,进行错误的判断,导致输出电压不稳,再根据一些其它的反馈采样值进行调整,保证系统可以安全可靠稳定的工作。4 系统测试及结果分析4.1 测试使用的仪器如表4-1所示序 号名

14、称、型号、规格数 量备 注1FLUKE 15B 万用表4美国福禄克公司2TDGC-2接触调压器（0.5KVA）1上海松特电器有限公司3KENWOOD CS-4125 示波器1带宽20MHz表4-1 测试所用仪器仪表4.2 测试方法连接如图4-2所示图4-1 测试连接图4.3 测试数据4.3.1 电压调整率SU测试（测试条件：IO=2A，UO=36V）U2=15V时，UO1=35.98V；U2=21V时，UO2=36.13V。电压调整率SU=（UO2-UO1）/UO1=0.42%。4.3.2 负载调整率SI测试（测试条件：U2=18V，UO=36V）IO=0A时，UO3=36.29V；IO=2A

15、时，UO4=36.04V。负载调整率SI=（UO3-UO4）/UO3=0.69%。4.3.3 DC-DC转换器效率测试（测试条件：IO=2A，UO=36V，U2=18V）UIN=19.5V，IIN=3.88A；UO=36.00V，IO=1.975A。DC-DC转换器效率=UOIO/UINIIN=93.97%。4.4 测试结果分析4.4.1 测试数据与设计指标的比较如表4-3所示测试项目基本要求发挥要求电路测试结果输出电压可调范围30V-36V实现最大输出电流2A实现电压调整率20.2%0.42%负载调整率50.5%0.69%输出噪声电压峰峰值1VPP1.8 VPPDC-DC变换器效率70%85

16、%93.97%过流保护动作电流2.50.2A故障排除后自动恢复动作电流2.53A，可以自动恢复。输出电压设定和步进调整步进1V，测量和显示电压电流实现，步进可达0.1V。其他完整可靠的保护电路表4-3 测试数据与设计指标的比较4.4.2 产生偏差的原因1.对效率等进行理论分析和计算时，采用的是器件参数的典型值，但实际器件的参数具有明显的离散性，电路性能很可能因此无法达到理论分析值。2.电路的制作工艺并非理想的，会增加电路中的损耗。4.4.3 改进方法1.使用性能更好的器件，如换用导通电阻更小的电力MOS管，采用低阻电容。2.使用软开关技术，进一步减小电力MOS管的开关损耗。3.采用同步式开关电

17、源的方案，用电力MOS管代替肖特基二极管以减小损耗。4.优化软件控制算法，进一步减小电压调整率和负载调整率。参考文献1 王彦.全国大学生电子设计竞赛训练教程M.电子工业出版社,20102 童诗白等.模拟电子技术基础M.高等教育出版社,20013 郑国川等.实用开关电源技术M.福建科学技术出版社,20044 卢亚玲等.长江大学学报:理工卷N,20075 裴云庆.开关稳压电源的设计和应用作M.机械工业出版社,2010 6 赵涛等.高性能开关型直流稳压电源的设计J.中国科学技术大学国家同 步辐射实验室,合肥,20047 王易华.谈谈如何保护开关稳压电源J.中文科技期刊数据库,20088 谢光希.基于

18、TL494的开关稳压电源J.中国高新技术企业,2007 9 杨永华.新型数控开关电源J.中文科技期刊数据库,200910 杨碧石等.直流开关稳压电源的保护技术M.中国论文下载中心,2006附 录附录1：总电路原理图图1 开关稳压电源电路图2 单片机最小系统图3 保护电路（a）输入保护电路 （b）过热保护电路 图5 逐波过流保护点路附录 2 效率计算完整过程电路中的主要损耗已在正文中进行了计算，下面给出其他部分损耗的计算过程：1.Boost电路中电容的损耗 输出电流有效值代入数据得 IO-RMS=2.069 A而电容的损耗 等效串联电阻ESR取为10 m，代入得PCO1=0.0428 W2.输出

19、滤波电路的损耗电容的损耗 计算方法与求PCO1相同，可求得PCO2=0.0428 W电感的损耗 其中，DCR2为电感的直流电阻，取为50 m，又IO=2A，代入可得PDCR2=0.20 W3.PWM驱动部分的损耗驱动芯片IR2302的静态损耗为12 mW（可忽略）IR2302驱动电路的动态损耗 其中，导通控制电压UGSON=12V，场效应管输入电容CQON=1.7 nF, f=20 kHz，代入计算得 P驱动=2.45 mW（可忽略） 4.由于设计实现时较多的考虑到降低功耗，控制电路和检测保护电路功耗都较小，总体估算为0.5 W。 5.过流保护采样电阻上的损耗 其中，IO=2A，RTEST2=0.09，代入可得 PRTEST2=0.36 W 6.逐波过流保护采样电阻上的损耗 其中，采样电阻RTEST1=0.087，代入数据计算可得PRTST1=0.536 W附录3 输出滤波电路的设计与参数计算为了降低纹波，采用LC低通滤波器，取截止频率fL=200 Hz，电容取470F，由 可得 代入得L=215.80 H，取220H 18-1-