千兆赫兹横电磁波室高压连接器

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1、毕业论文(设计) 题 目 千兆赫兹横电磁波室高压连接器的设计 学生姓名 学 号 院 系 专 业 指导教师 X年X月X日38目 录摘要1关键词11引言12 GTEM相关知识介绍22.1电磁兼容简介22.2 电磁兼容测试的常用手法32.3 GTEM传输室的基本原理42.4 GTEM传输室的研究状况53 小室接头段的分析73.1 内节点三维FDTD格式73.1.1 Maxwell方程和FDTD格式的Yee氏网格73.1.2 内节点的三维FDTD迭代公式93.1.3 由数值色散和数值稳定性条件确定空间和时间步长133.2 GTEM接头段三维结构的边界近似163.2.1 GTEM小室的接头段结构163.

2、2.2结构边界的阶梯近似163.3 激励源平面的设置173.3.1激励源类型的选择173.3.2激励源的引入和激励源平面场值的求解183.4边界条件的设置193.4.1吸收边界条件的选取193.4.2介质边界条件的选取193.5计算结果后处理与分析193.5.1正弦激励下的场分布193.5.2 击穿电场的讨论203.5.3 宽频带内驻波比的求解204 用HFSS辅助设计GTEM小室高压接头及连接器的优化224.1有限元方法以及HFSS概述224.1.1 有限元方法原理224.1.2分片插值与基函数的选取244.1.3 Helmholtz方程的有限元解264.1.4 电磁场有限元计算软件HFSS

3、介绍294.2 GTEM小室高压接头的设计294.2.1 高压接头的初设计294.2.2 用HFSS对结构尺寸优化294.3 GTEM小室连接器的优化31致 谢38ABSTRACT39Key words39千兆赫兹横电磁波室高压连接器的设计摘要：为了提高GTEM 传输室的耐高压能力,并保证良好的传输特性,对其馈电接头进行了优化设计。采用三维时域有限差分法( FDTD) 建模分析,计算并讨论了一种常规小室接头的场分布和击穿电压;加聚四氟乙烯绝缘护套以提高耐压;用电磁场计算软件HFSS 扫频计算此接头的驻波比特性并对斧形块和电缆连接器的结构尺寸进行了参数优化。计算分析表明接头圆形同轴段的最大场强为

4、方形同轴段的3 倍以上;瞬态脉冲输入时,加聚四氟乙烯绝缘护套后能承受的最大场强可提高到54 kV/ mm;接头的驻波比 1.3 。在对连接器部分进行优化后,在宽频20MHZ到16GHZ的频率内,接头的驻波比都维持在一个很低的水平。关键词：千兆赫兹横电磁波室; 连接器; 电磁脉冲; 模拟器; 优化设计1引言有界波(guided wave) 模拟器通常采用由前过渡段、平行板段(传输线) 、后过渡段、终端匹配器等组成的开放式结构作为场形成和照射装置,在试验期间对周围环境的辐射干扰严重,场值易受环境电平和干扰的影响,因此不仅需要采取特殊的防护措施,测试的正确性和可靠性也受到影响。采用封闭式结构的GHz

5、 横电磁波传输室(gigahertz t ransverse elect romagnetic cell , GTEM cell ) 可以克服上述缺点,但要求GTEM 小室同时具有宽频带和耐高压的特性,因而小室馈电接头的结构设计至关重要。本文介绍了千兆赫兹横电磁波室的结构、原理、用途，以及高压电磁脉冲传输系统的设计方法，以及完成连接器的与仿真优化和具体结构设计随着电磁兼容研究应用的深入开展，随着我国3C认证制度的实施和我国加入WTO，电磁兼容试验的需要也越来越多。电磁兼容试验的三种常用场地为：开阔场地、电波暗室及TEM传输室1和GTEM传输室2。采用TEM传输室和GTEM传输室具有众多优点，尤

6、其是非常适合我国的国情，它具有投资少、经济适用、易于推广应用的特点。随着我国国民经济的快速发展及对电磁兼容重要性认识的提高，TEM传输室和GTEM传输室越来越多的应用于生产实践中。电磁兼容领域的数值模拟也成为热门和方向。本文就根据实际设计应用需要，主要采用三维时域有限差分法(FDTD) 对小室各部分建模计算。FDTD法易于处理复杂的三维问题，并且求出的场强值是TEM模和高次模的合成场强，可直接求出电场分量和磁场分量，这为分析GTEM传输室的场均匀性及其它参数提供了极大的方便。另外，由于FDTD方法对于瞬态脉冲波形的适应性，这更加有利于其在电磁兼容领域的应用。由于实际工程应用的原因，需要对已有的

7、GTEM小室的接头段的电性能进行计算，评估，设计出满足高频高压应用的电性能指标优良的馈电接头。在设计高频高压接头过程中，也用到了基于有限元方法的三维电磁场计算软件HFSS的参数优化功能，因为GTEM小室要同时具有宽频带和耐高压的特性，因而小室馈电接头的结构优化至关重要2 GTEM相关知识介绍2.1电磁兼容简介当不希望的电压和电流影响设备性能时，称之为存在电磁干扰（EMI），这些电压和电流可以通过传导或电磁场辐射对受害设备产生不期望的影响。随着电力，电子，无线电技术的应用发展，我们遇到的电磁干扰现象也越来越多，如印制电路板中信号跳转、手机信号对附近个人计算机的影响、心脏起搏器的失效等。从干扰源来

8、分，电磁干扰可分为自然干扰源和人为干扰源4。当前，人为干扰已成了电磁环境电平的主要来源。从干扰的传播途径来分，电磁干扰可分为：传导干扰和辐射干扰。沿导线传输的电磁干扰称为传导干扰。辐射干扰是指通过空间传播的电磁干扰。从电磁干扰的效果来划分，电磁干扰包括系统内部干扰和系统之间干扰-两个方面。电磁干扰对人类具有很大的危害性，主要表现为5, 6：对电子系统、设备的危害 强烈的电磁干扰可能使灵敏的电子设备因过载而损坏；对武器装备的危害；电磁场对人体的危害。电磁兼容(EMC)一般指电气及电子设备在共同的电磁环境中能执行各自功能的共存状态，即要求在同一电磁环境中的上述各种设备都能正常工作又不互相干扰，达到

9、“兼容”状态。电磁兼容与电磁干扰有着紧密的关系，电磁兼容技术是在认识电磁干扰、研究电磁干扰和控制电磁干扰的过程中发展起来的。第一篇题为“论无线电干扰”的文章发表于1881年，距今已有100多年。1887年德国的电气工程师协会成立了干扰问题研究委员会，1904年国际电工委员会（IEC）成立，1934年国际无线电干扰特别委员会（CISPR）成立。IEC和CISPR是典型的有代表性的国际组织，其目的是促进电气、电子及有关技术领域的所有标准化问题及其他有关问题上的技术合作。1965年，美国国防部组织三军的工程人员和标准化研究人员制定了一个研究电磁干扰专用术语、测试范围、测试方法及设备要求的计划，后来逐

10、渐制定出了美国军标MIL-STD-460、MIL-STD-461及MIL-STD-462等非常完善的EMC系列标准7。随着电磁兼容在国际上被普遍关注，许多标准化组织随之诞生，著名的如国际电工委员会（IEC）、国际大电网会议（CIGRE）、国际电信联盟（ITU）、国际发供电联盟（UNIPEDE）和跨国电气电子工程师学会（IEEE）等。IEC是国际三大标准化组织之一，IEC有两个平行的组织负责制定EMC标准，分别是CISPR和TC77（第77技术委员会）8。我国的民用产品电磁兼容标准是基于CISPR和IEC标准，军用产品采用的标准GJB是基于美国军标MIL-STD。电磁兼容问题已引起世界各国及有关

11、组织的普遍关注，各国政府开始从商业贸易的角度来考虑电磁兼容问题，并纷纷采取措施加强对产品的电磁兼容认证。欧共体规定，从1996年1月1日起，所有投放到欧共体市场的电子、电气产品，必须具有CE标记，否则不准进入欧共体市场流通。美国联邦通信委员会（FCC）也颁布了一些有关部门的EMC法规，对通信发射机、接收机、电视机、计算机及各种医疗设备等的电磁兼容性均有相应的法律要求。日本认定的EMC有关技术法规基本上参考CISPR标准。我国从2002年5月1日起对电冰箱、空调、洗衣机、电饭锅和微波炉等家用和类似用途电器、音视频设备、信息技术设备、照明电器、电动工具、电信终端设备、卫星电视广播接收机及汽车、摩托

12、车等进行强制性认证，施行“中国强制性产品认证”（“3C认证”）。目前，中国已成为世界贸易组织WHO的成员之一，加强EMC的研究与应用对提高我国电工、电子产品的电磁兼容性能和国际竞争力，使我国的电子、电气产品更多地走向世界具有迫切的重要意义。2.2 电磁兼容测试的常用手法标准的EMC测试包括辐射发射测试和辐射敏感度测试7,。从测试场地来区分，辐射发射和辐射敏感度测试通常采用以下几种方法： (1) 开阔试验场（OATS）OATS是辐射发射测试和敏感度测试的重要试验场地，通常作为标准测试场地。开阔试验场在电磁兼容领域主要用于30MHz1000MHz频率范围对受试设备（EUT）进行电磁辐射骚扰测试，并

13、可适用于较大型EUT的测试。在计量测试领域开阔试验场占有重要地位，如天线系数的校准，国际间的比对均要求在标准开阔试验场中进行。随着广播、电视、无线通信技术的高速发展，空间电磁环境日趋复杂，这给开阔试验场的建造、选址以及使用带来了不少问题。此外，开阔试验场位于室外，自然界气候的影响也使其不能全天候工作，这也制约了开阔试验场的广泛使用。 (2) 电波暗室能够代替开阔场地的是屏蔽室及电波暗室。在EMC测试中，屏蔽室（shielding enclosure）能提供环境电平低而恒定的电磁环境，它为测量精度的提高，测量的可靠性和重复性的改善带来了较大的益处。通常所说的电波暗室（anechoic chamb

14、er）在结构上大都由屏蔽室和吸波材料两部分组成。电波暗室的造价都很高。 (3) TEM传输室和GTEM传输室TEM传输室是在1974年由美国国家标准局（NBS）的专家M. L. Crawford提出的一种新的测试方法1，TEM传输室亦称为Crawford小室。用TEM传输室的测量方法已列入CISPR-16-1及IEC61000-4-20EMC测试标准之中。TEM传输室本质上是扩展的同轴传输线，在其内部可以传输均匀的横电磁波以模拟自由空间的平面波。由于TEM传输室相当于可移动的屏蔽室，所以非常便于操作使用。横电磁波传输室是电子设备电场辐射敏感度试验的理想装置，既可进行射频连续波敏感度试验，又可进

15、行脉冲波的敏感度试验，此外，它还可以用于粗略测量电子、电气、机电设备甚至计算机芯片和微处理器所产生的辐射发射。TEM传输室的可用上限频率与其结构尺寸有关，一般低于500MHz，即使内部安装吸波材料，其上限频率也远小于1GHz。GTEM传输室2是在TEM传输室的基础上发展起来的，GTEM传输室是截面为矩形的锥状结构，其后部是由吸波材料和电阻负载组成的复合终端负载。GTEM传输室克服了TEM传输室可用上限频率较低的局限性，其工作频率可达1GHz以上。TEM、GTEM传输室主要有以下优点9：（1） 传输室内传播的横电磁波的波阻抗约为377，这与自由空间远场区的电磁波特性基本相同，而且受试设备“淹没”

16、在电磁波中，较好地模拟了自由空间的电磁场环境。与天线辐射照射法中受试设备单侧受照相比，能更全面地考核受试设备。（2） 传输室中能量受外围壁板屏蔽，不会散失。这不但可以大大降低对信号源的功率要求，而且与天线照射法或平行板法相比，避免了在试验现场产生电磁污染，从而大大简化了对受试设备的屏蔽防护措施，同时还使参试人员免受辐射危害。（3） 同轴线属宽带传输线，无色散效应。进行EMC试验时，可免除常规辐射测试中需随频率变化不断更换天线的累赘。此外，利用传输室的这一特性，可对受试设备作脉冲辐射试验而保证试验脉冲不失真，反之，若用天线照射法，由于天线频带的限制，波形失真往往是不可避免的，这在低频段尤为明显。

17、由于TEM、GTEM传输室具有众多优点，因而应用相当广泛。除用于辐射敏感度测试及辐射发射测试外，还广泛应用于电磁场生物效应的研究、屏蔽效能的测试以及对场探头和天线进行校准10。2.3 GTEM传输室的基本原理 为了克服TEM传输室的缺点，1987年瑞士ABB公司的D. Konigstein和D. Hansel2提出了GTEM传输室，其外形为四棱锥形，图2.1是GTEM传输室的基本结构，图2.2和2.3是东南大学电磁兼容研究室研制的一种GTEM传输室的三维外形结构。GTEM传输室综合了开阔场、屏蔽室、TEM传输室的优点，克服了各种方法的局限性，便于进行几乎全部辐射敏感度及辐射发射试验，由于GTE

18、M传输室取消了TEM传输室的终端楔形结构，并且采用吸波材料和电阻面阵构成的复合终端负载，因而大大提高了频率使用范围，文献中介绍其频率范围可覆盖018GHz11。GTEM传输室在做辐射发射测试和抗扰度测试时较开阔场和暗室测试都更方便、灵活、节省空间和成本，因此，被越来越广泛地应用于各种抗扰度测试的达标测试。图2.1 GTEM的基本结构示意图图2.2 一种GTEM传输室的外形结构GTEM传输室的仰角（底板与顶板的夹角）为20，在水平面内的张角为30，因而在横截面上高与宽之比为2:3。芯板与底板夹角为15，即在截面上芯板置于GTEM传输室高度的3/4处，芯板偏置增加了测试空间，而对场分布的均匀性影响

19、不大。GTEM传输室中传输的电磁波约为球面波，由于GTEM传输室的仰角较小，可以近似为自由空间的平面波。由GTEM传输室组成的电磁场辐射敏感度测试系统主要由GTEM传输室、信号源、功率放大器、场强监视器、计算机及数据处理软件组成。标准信号源是带有GPIB接口的信号源，它同样可进行脱机或联机操作，联机时，接受计算机的指令，进行相应操作；功率放大器对信号源的信号进行放大，并送至GTEM传输室内形成所需的场强值；GTEM传输室接受放大器的输出信号后形成所需的电场，场强的大小可由测试探头测出；测试探头测量GTEM传输室内的电场强度，并将场强信号的电平值（模拟信号）通过专用插头与光缆送至场强计；主控计算

20、机中配标准的GPIB接口卡，通过专用IEEE-488电缆与场强计联接，采用主控计算机并配置必要的系统软件，可完成对场强计与标准信号源的同步控制，实现整个测试系统的自动化操作。由GTEM传输室组成的辐射发射测试系统主要由GTEM传输室、干扰接收机、计算机及数据处理软件组成。近年来，在TEM传输室和GTEM传输室的基础上又开发出一些新型结构的测试装置，如：异型CTEM传输室12, 13、孪生TEM传输室（Dual-Coaxial-TEM Cell）14、WTEM传输室15以及TTEM传输室（Triple TEM Cell）1619等，这些测试系统的基本原理与TEM传输室和GTEM传输室基本相同，这

21、些测试装置弥补了TEM传输室和GTEM传输室的特性及其在应用中的一些不足，有些还可应用于一些特殊的、专门领域的测试。2.4 GTEM传输室的研究状况GTEM传输室的电气特性主要包括特性阻抗和场分布两个方面。GTEM传输室的电磁能量是通过标准同轴电缆输入，且采用的同轴电缆的特性阻抗一般为50，GTEM传输室的特性阻抗应与同轴电缆的特性阻抗良好匹配，否则会引起电磁波的反射，造成驻波比增加，从而破坏场均匀性，所以准确计算特性阻抗对阻抗良好匹配、提高GTEM传输室的性能具有重要意义。场分布是GTEM传输室的又一重要参数，在测试中GTEM传输室测试区的场分布必须满足场均匀性的要求20。对GTEM传输室，

22、影响其上限使用频率的主要因素是高次模，因而除TEM模的研究外，还包括对高次模的研究。以下GTEM传输室计算理论的一些国内外研究成果。(1). 特性阻抗由于GTEM传输室中传输的电磁波近似为球面波，特性阻抗的计算严格来说应采用三维分析。1994年，K. Huang和W. Lin21等采用保角变换法对一种芯板对称放置的GTEM传输室的特性阻抗进行了计算，其基本思想是：采用保角变换法把锥形结构变换成柱结构，变换后的结果为非规则形状外导体内含一平板内导体，然后用两个矩形柱作为非规则外导体的界廓，最后采用二维的方法求出特性阻抗变化的范围Z0,min（最小值）和Z0,max（最大值），实际特性阻抗取为最大

23、值和最小值的平均值：Z0=（Z0,min+Z0,max）/2 (2.1)对于芯板非对称放置的GTEM传输室，黄志洵22提出沿芯板将GTEM传输室分成上、下两部分，然后分别对上、下两部分采用保角变换法利用类似K. Huang的方法分别计算出其电容量，总电容等于这两个并联结构的电容之和，进一步可求出特性阻抗。1997年，Zhengwei Du和Jeffrey S. Fu等23对K. Huang和W. Lin的计算方法进行了改进，并给出了近似计算公式，其方法同样采用保角变换法。 当GTEM传输室的各参数角较大时，三维保角变换法不便使用，这时二维方法仍有使用价值。金国华24采用有限元法对GTEM传输室

24、的特性阻抗进行了二维分析。(2). 高次模截止频率及场分布由于GTEM传输室的结构抑制了谐振现象的产生，对场均匀性产生严重影响的主要是高次模。1991年，R. De Leo25等人采用基本导波理论对GTEM传输室的高次模截止频率与场分布做了深入的理论分析，黄志洵也在该理论的研究方面做出了重要贡献 26 27。采用导波理论方法的主要思想是首先计算出截面上的“本地模”（local modes），包括TE模和TM模，通过求解Helmholtz方程分别求出TE模和TM模，然后分析“本地模”的耦合，用均匀截面导波系统中模式的耦合来描述非均匀截面（缓变截面）导波系统的波传播，以获得描述传播模式间相互作用的

25、广义电报员方程，即强加给倾斜导体板的边界条件在本地模之间产生了耦合，而耦合系数考虑了沿z变化的结构的本地模式间的功率转换，最后，通过计算给出了截面上高次模的截止频率以及TEM模与高次模的场分布2325。2001年D. Pouhe28提出将GTEM传输室作为球面的一部分，然后采用球面波理论分析了GTEM传输室的高次模截止频率。关于GTEM传输室场分布的研究中，时域有限差分法FDTD法得到了广泛的应用。1994年D. Hansen29等人采用FDTD法计算了GTEM1750传输室内的场分布，1997年T. E. Harrington30采用FDTD法计算了GTEM1750、GTEM1100、GTE

26、M500传输室内的场分布；2001年，S. Ishigami31等人采用FDTD法计算了EUT对场分布的影响；2001年，张勇军等32采用球坐标系的FDTD法分析了GTEM传输室中置入EUT后的场分布。除FDTD法外，2001年K. Malaric33等采用有限元法对TEM传输室进行建模分析，并对场分布进行了测量验证；Kama Huang, Yongqin Liu34及金国华24还采用准静态法分析了GTEM传输室中TEM场的分布。此外，D. Hansen35, 36通过对GTEM1750的测量提出了一些提高场均匀性的措施。胡玉生37主要采用边界元法计算了EUT对TEM传输室的场分布的影响以及用

27、FDTD方法分析GTEM小室前测试区的场均匀性和EUT对场的影响。3 小室接头段的分析高频电磁场的数值计算有很多方法，如有限元法(FEM)，频域有限差分法(FDFD),时域有限差分法(FDTD)，时域有限差分法是一种非常有效的方法，它可适用于各种复杂的问题。时域有限差分法是在1966年由K. S. Yee提出来的3，经过30多年的发展，FDTD法逐渐发展成一种成熟而广泛应用的数值方法。时域有限差分法直接把含时间变量的Maxwell旋度方程在Yee氏网格空间中转换为差分方程。在这种差分格式中每个网格上的电场（或磁场）分量仅与它相邻的磁场（或电场）分量及上一时间步该点的场值有关。在每一时间步计算网

28、格空间各点的电场和磁场分量，随着时间步的推进，即能直接模拟波的传播及其与物体的相互作用过程38。用FDTD法对小室馈电接头段建模，不仅可以模拟正弦波输入时的响应，还可以模拟输入为脉冲波形时的响应，并通过一次时域内仿真求出宽频带内的驻波比特性。3.1 内节点三维FDTD格式3.1.1 Maxwell方程和FDTD格式的Yee氏网格FDTD格式是从麦克斯韦方程入手，直接在时域内离散得到。麦克斯韦电磁场理论是根据已有的电学和磁学上的基本规律（高斯定律、安培定律、法拉第定律和自由磁极不存在）建立起来的。Maxwell方程组是一切宏观电磁场问题遵循的普遍规律。麦克斯韦方程组的微分形式如下39,：(3.1

29、)(3.2)(3.3)(3.4)式中E是电场强度(V/m)；D是电通密度(C/m2)；H 是磁场强度(A/m)；B是磁通密度(Wb/m2)；J是电流密度(A/m2)，r是体电荷密度。在电磁场问题中，各有关场矢量之间除了受上述四个方程式的约束外，还要由物质的结构特性决定。这种关系的表达式称为本构方程，在各向同性媒质中(3.5)(3.6)(3.7)式中e是介电常数(F/m)；m是磁导率( H/m)；s是电导率(S/m)。从本质上讲，Maxwell方程组的四个方程中两个旋度方程是基本的，所以研究电磁场问题可以将两个旋度方程作为出发点。时域有限差分法是在时域计算电磁场的一种数值方法，自然应该从含时间变

30、量的两个Maxwell旋度方程出发。在直角坐标系中，令(3.8)(3.9)其中，、和分别为、和三个坐标的单位矢量，则将式3.1、3.2展开为以下形式(3.10a)(3.10b)(3.10c)以及(3.11a)(3.11b) (3.11c)为了建立差分方程，首先要在变量空间把连续变量离散化。通常是用一定的网格形式来划分变量空间，且只取网格节点上的未知量作为计算对象。这样，自变量变为离散的，又只在有限个点上计算未知量。电磁场的最基本规律是Maxwell方程组，它们的一般形式是依赖时间变量的旋度方程。从含有时间变量的Maxwell旋度方程出发，建立计算时域电磁场的数值方法是很自然的。K. S. Ye

31、e正是由此出发于1966年创立了计算电磁场的时域有限差分法。一般情况下，在时域计算电磁场要在包括时间在内的四维空间进行。如果采用有限差分法，首先就要把问题的变量空间进行离散化，也就是要建立合适的网格剖分体系。从Maxwell方程出发建立差分方程的复杂性在于，不仅要在四维空间中进行，还要能同时计算电场和磁场的六个分量。在四维空间中合理地离散六个未知场量成为建立具有高精度的差分格式的关键问题。Yee氏采用的网格体系称之为Yee氏网格。在直角坐标系中，Yee氏网格的结构如图3.1所示。这个网格体系的特点是每一个磁场分量由四个电场分量环绕；同样，每一个电场分量由四个磁场分量环绕。这种电磁场分量的空间取

32、样方式不仅符合法拉第感应定律和安培环路定 图3.1 FDTD离散中的Yee氏网格单元律的自然结构，而且这种电磁场各分量的空间相对位置也适合于Maxwell方程的计算，能够恰当地描述电磁场的传播特性。此外，电场和磁场在时间顺序上交替抽样，抽样时间间隔彼此相差半个时间步，使Maxwell旋度方程离散以后构成显式差分方程，从而可以在时间上迭代求解，而不需要进行矩阵求逆运算。因而，由给定相应电磁场问题的初始值，FDTD方法就可以逐步推进地求得以后各个时刻空间电磁场的分布 。在Yee氏网格中，每个坐标轴方向上分量间相距半个网格空间步长，因而同一种场分量之间相隔正好为一个空间步长。Yee氏网格中E、H各分

33、量空间节点与时间步取值的整数和半整数约定如表3.1所示。表3.1 Yee元胞中E、H各分量节点位置电磁场分量空间分量取样时间轴t取样x坐标Y坐标z坐标E节点Exi+0.5JknEyIj+0.5kEzIJk+0.5H节点HxIj+0.5k+0.5n+0.5Hyi+0.5Jk+0.5Hzi+0.5j+0.5k3.1.2 内节点的三维FDTD迭代公式令x，y，z分别代表在x，y，z坐标方向的网格空间步长，网格点的空间坐标表示为其中，i，j和k均为整数，分别表示x，y和z坐标方向的网格标号或空间步长数。时间步长用t表示，用n表示时间步长的个数。令f(x, y, z, t)代表E或H在直角坐标系中的某一

34、分量，在时间和空间域中的离散用以下符号表示：(3.12)对f(x, y, z, t)关于时间和空间的一阶偏导数取中心差分近似，即(3.13a)(3.13b)(3.13c)(3.13d)把各场分量代入麦克斯韦方程组(3.10a)-(3.10c)和(3.11a)-(3.11c)，整理可得以场分量表示的电场和磁场FDTD迭代格式： (3.14)上式中标号。 (3.15)上式中，。 (3.16)上式中，m=(i, j, k+0.5)。 (3.17) 上式中，m=(i, j+0.5, k+0.5) (3.18) 上式中，m=(i+0.5, j, k+0.5) (3.19) 上式中，m=(i+0.5, j

35、+0.5, k)式中系数CA(m) ,CB(m),和分别为： (3.20)(3.21)(3.22)(3.23)在计算中常常采用均匀立方体网格，即把三个空间步长取为相等，若用s表示统一的空间步长，即有x=y=z=s(3.24)并记，(3.25)由式(3.14)式(3.19)得等空间步长迭代格式为： (3.26) (3.27) (3.28)其中(3.29)(3.30) (3.31) (3.32) (3.33)其中(3.34)(3.35)3.1.3 由数值色散和数值稳定性条件确定空间和时间步长前面已经有了内节点的时域有限差分迭代公式，接下来选取合适的空间步长和时间步长。空间步长的选取一方面取决于所模

36、拟的接头的结构尺寸，另一方面取决于数值色散条件；空间步长确定后，由Courrant数值稳定性条件综合可确定时间步长。下面分别加以叙述。用差分方法对麦克斯韦方程进行数值计算时，会在计算网格中引起所模拟波模的色散，即在时域有限差分网格中，数值波模的传播速度将随频率改变，这种改变由非物理因素引起，随数值波模在网格中的传播方向及离散化情况不同而改变。这种色散将导致非物理因素引起的脉冲波形畸变，人为的各向异性及虚假的折射现象38。因此数值色散是必须考虑的一个因素。先考虑一维波动方程40。(3.36)对于平面波(3.37)将式3.37代入式3.36得(3.38)即(3.39)另一方面，从式(3.37)可得

37、波的相速为(3.40)上面式子中c为介质中光速，对于无耗介质，设和与频率无关，由式(3.39)和(3.40)可知，平面波相速与频率无关，即无色散。在用有限差分式代替波动方程(3.36)中的二阶导数后，再将式(3.37)代入即得 (3.41)从上式可知，差分近似后k与w之间已不再是式(3.39)那种简单的线性关系式。上式显示k与w的非线性关系必然导致相速与频率有关，因而出现色散，称之为数值色散。显然，这种色散与离散间隔x有关，若kx/20，根据近似式，即当x0时，sinxx，式(3.41)又回到式(3.39)。由以上分析可知，即使介质本身是无色散的，对于波动方程作差分近似，将导致波的色散。这种现

38、象将对时域数值计算带来误差。下面估计x取值大小对减小误差的影响。合并式(3.40)与(3.41)有(3.42)另一方面，根据三角函数，当xp/12 (即15角) 时，sinxx ，于是要求式(3.42)中(3.43)亦即满足上式条件时差分近似所带来的色散将非常小。又由于k=2p/l，l为无色散介质中波长，代入上式有(3.44)这是从减小差分近似所带来的数值色散出发，对x的选择所带来的限制。在二维和三维情况，y与z的选择可与上式相同。考虑式(3.36)所示一维波动方程的一般形式 (3.45)将上式中的二阶导数都以差分近似代替，得到与式(3.41)相似的关系式(3.46)为了减小上式所对应的数值色

39、散，除了按照式(3.44)选择空间离散x外，对于时间离散有同样的选择，即(3.47)或 (3.48) 时间步长的确定不仅要考虑上面式(3.48)的限制，还有考虑Courrant数值稳定性条件。FDTD的差分格式存在数值稳定性问题，即时间变量步长t与空间变量步长x，y，z必须满足一定的条件，否则将出现数值不稳定性。这种不稳定性表现为，随着计算步数的增加，被计算的场量的数值无限制地增大。其原因不同于误差的积累，而是由于电磁波传播的因果关系被破坏而造成的。因此，为了保证差分方程在迭代过程中的稳定性，就需要合理地选取时间步长和空间步长之间的关系。从Maxwell方程可导出电磁场任意直角分量均满足齐次波

40、动方程40(3.49)考虑平面波的解，即(3.50)采用有限差分近似，即式(3.49)中的二阶导数近似为(3.51)将式(3.50)代入上式得=(3.52)式(3.49)中其余两项二阶导数的差分近似有类似形式，因而波动方程(3.49)的离散式为(3.53)式中为介质中的光速。这一等式给出波动方程离散后平面波(3.50)式中波矢量k= (kx, ky, kz)与频率w之间应满足的关系式，即色散关系。上式又可改写为(3.54)上式对任何kx, ky, kz均成立的充分条件是(3.55)亦即(3.56)上式给出了空间和时间离散间隔之间应当满足的关系，即Courant稳定性条件。三维情况的正方体元胞，

41、即取时，式3.56可写为：(3.57)时间步长的选取就综合考虑式(3.48)和式(3.57)，选取小的那个时间步长值。3.2 GTEM接头段三维结构的边界近似3.2.1 GTEM小室的接头段结构 GTEM小室采用50欧同轴电缆馈电，小室主体段为渐变结构的同轴线，内导体为芯板，外导体横截面为矩形，而接头段为圆形同轴线到矩形同轴线的转换器，有阶梯不连续和渐变结构。在与50欧同轴电缆相接的那一端，是圆形同轴线结构，尺寸较小，同轴线沿着轴线方向慢慢变粗，最后过渡到方形同轴线。某一常规的GTEM小室接头截面示意图如图3.2所示。图3.2 GTEM小室接头段示意图3.2.2结构边界的阶梯近似 由于对接头段

42、的网格划分采用的是正方体Yee网格，所以对于曲面边界用阶梯近似38，导体曲面边界就用电壁表示，图3.3表示的是圆锥曲面的阶梯电壁近似，图3.4是四棱锥面的阶梯电壁近似。 图3.3 圆锥面的阶梯近似示意图 图3.4 棱锥面的阶梯近似示意图3.3 激励源平面的设置3.3.1激励源类型的选择 对于FDTD方法，激励源常用的类型有正弦波，高斯脉冲，调制的高斯脉冲，方波等形式，这里对接头段的模拟，采用正弦波激励和高斯脉冲激励。正弦波激励时可以求出稳态输入时接头段内的场分布以及单一频率下的端口反射系数；高斯脉冲激励时则可以模拟瞬态输入时接头内的响应，还可以求出宽频带内的驻波比。 计算单一频率下场分布时用正

43、弦激励： (3.58)上式中kgcos为升余弦函数，Frequency为频率，time 为时间，pi为圆周率。 (3.59)求宽频带下反射特性则用高斯脉冲激励。高斯脉冲格式为： (3.60) 上式中T取 0.5/fmax , t0 取 3.2T , fmax 取为18GHz。高斯脉冲波形如图3.5所示。 图3.5 输入的高斯脉冲波形3.3.2激励源的引入和激励源平面场值的求解 激励源平面选在圆形同轴馈电端，馈电处的圆形同轴线的尺寸较小，这样会使网格剖分不仅要满足3.1.3节中所述稳定性条件，而且也要满足结构的限制条件，即要保证在内外导体间有足够的网格数。在馈电端沿着轴线方向人为加一段圆形同轴线

44、，使激励源平面与端口保持适当的距离，这样在用高斯脉冲模拟时，可以避免端口的反射波与入射波混叠。由于这里同轴馈电段的网格数相对较少，可设置激励源平面离开端口距离为95个网格。 激励源的引入方式有强迫激励和附加激励源的方式，强迫激励要在反射波到来之前撤除，而附加激励源不需要这样的处理，可使激励源与结构不连续处的距离更加紧凑。这里采取在电场迭代格式中引入附加激励源的方式。式子(3.61)给出正弦激励时激励源平面上x方向上电场的迭代格式，该式是在式(3.26)中加入电场激励分量得到，其中Esource对应式(3.58)或(3.60)，Exso(i+0.5,j)为预先求出的二维静态场电场分量。 (3.6

45、1) 对于同轴线激励，先用式(3.62)求出激励面上沿径向的静电场分布，再分解为x,y方向分量Exso(i+0.5,j) , Eyso(i,j+0.5)。 (3.62)式(3.62)中，为内外导体间电压，为节点半径，b为外导体直径，a为内导体直径。3.4边界条件的设置3.4.1吸收边界条件的选取 由于GTEM小室的馈电接头段为整个小室系统中截取的一段，所以在两个截断面要设置吸收边界条件，这里采用Mur的一阶吸收边界条件,其总体虚假反射在5%以下。由于只有端口上的切向分量需要用到吸收边界公式，用F(i,j,k)表示场分量，下面列出x, y方向场分量的一阶Mur吸收公式40：对于x=0，有： (3

46、.63)对于x=ix，有： (3.64)对于y=0, 有 (3.65)对于y=jy, 有: (3.66)3.4.2介质边界条件的选取 在接头段，有聚四氟乙烯和空气的交界面，界面上的介质参数采用介质边界算术平均值条件。 (3.67)3.5计算结果后处理与分析3.5.1正弦激励下的场分布在输入正弦波频率为3GHz，输入电压10kV时，分别在接头的圆形同轴段和方形同轴段截取两界面的场分布如下图3.6和图3.7所示。图中给出场强等高线图。图3.6显示圆形段内场为横电磁波，场有些波动是因为前面的FDTD模型中，模拟圆形边界时用的是正方体Yee氏网格，因此会产生一些尖锐的场的突起，这要通过提高圆形边界的模

47、拟精确程度来改善。图3.7为方形同轴段，其场强要比圆形同轴段小，场分布有很好的对称性，在内导体的拐角处场值比较大。 图3.6 输入电压10kV时圆形同轴段截面电场分布 图3.7 输入电压10kV时矩形同轴段截面电场分布3.5.2 击穿电场的讨论由于GTEM小室要应用到高频高压，小室接头的性能是很重要一个环节。常规的接头是不是会被击穿，需要做定量的讨论。由于不均匀电场中空气的击穿电压要比均匀电场中空气的击穿电压小，若输入的是稳态波形即上节所述正弦波信号，采用常温常压下平行双导线的最大击穿电场强度式41来估计同轴线的最大击穿电场，可算得最大击穿电场为19.5 kV/mm；若输入的是瞬态脉冲波形，则

48、参考圆形同轴线电极下测得的实验数据42，算得瞬态脉冲输入时圆形同轴线内空气能承受的最大击穿电场为 34.7 kV/mm。对于本文计算的GTEM小室接头，频率3GHz，峰值为10kV正弦输入时，由图3.6可见，空气不会被击穿。若输入为30 kV，接头内最大场强可达15 kV/mm, 接近于上文所提到的最大击穿电场19.5 kV/mm，从保证不被击穿的角度考虑，可以在圆形同轴段内外导体间加聚四氟乙烯绝缘护套，击穿电场值至少可提高到54 kV/mm43 。对于方形同轴段，参看图3.7，即使输入电压升高到30 kV，最大电场也不过5 kV/mm 左右，空气不会被击穿，在实际加工过程中，也应注意把内导体

49、的直角棱角倒成圆形，避免尖锐的棱角，改善场分布，提高可承受的击穿电压。3.5.3 宽频带内驻波比的求解当输入3.3.1节所述高斯脉冲波形时，端口处参考点时域内的电压波形如图3.8所示，图3.8中p1点前面部分即为入射波Ui，后面部分为反射波形Ur。 图3.8 参考点时域内电压波形 由此得到的是时域内的一个序列Xn，需要对其做离散傅立叶变换(DFT)44。Xn为有限长序列,相应的DFT公式为： (3.68) 上式中，N为序列长度，k , n为序号。 用离散傅立叶变换分别求出入射波和反射波的频谱幅度值，然后计算各频率点下的反射系数为： （3.69）由反射系数可以求出电压驻波比(VSWR)。 (3.

50、70)这里使用Matlab软件中的快速傅立叶变换函数(FFT),对前面得到的时域内电压波形进行处理。截取图3.8中p1点之前的波形作为入射波，做傅立叶变换得入射波在宽频带内的幅度值；把p1点之后的波形在p1点之前补零后得到时域内的反射波形，再做傅立叶变换得频域内幅度值，得到入射波和反射波的频谱幅度值后再按式(3.69)和式(3.70)计算，最终得宽频带内接头端口处的电压驻波比如图3.9所示，其中横坐标Frequency为频率，纵坐标VSWR为电压驻波比。图3.9 计算所得接头段宽频带内的驻波比4 用HFSS辅助设计GTEM小室高压接头及连接器的优化第三章3.5.2节对常规的GTEM小室接头的击

51、穿电场作了讨论，由于工程应用的原因，需要设计一种能耐压更高的小室接头。本章叙述了GTEM小室的高压接头的设计步骤和所使用的方法。在高压接头的设计过程中，使用了Ansoft公司的电磁场分析软件HFSS，HFSS是基于有限元方法的三维电磁场计算软件，该软件的参数优化设计功能对高频结构设计非常有用，可大大缩短设计时间。下面先介绍电磁场有限元方法的特点和它的一些基本概念，然后讲述用HFSS优化高压接头的尺寸设计。4.1有限元方法以及HFSS概述4.1.1 有限元方法原理有许多工程问题可以并不困难地写出它们的支配方程和相应的边界条件，但是如果边界的几何形状或者问题本身的一些特征不规则，那么可能很难找到它

52、们的解析解。有限元方法就是能对某些工程问题求得近似解的一种数值分析方法。这种方法是将所要分析的连续场分割为很多较小的区域（称为单元或元素），这些单元的集合体就代表原来的场，然后建立每个单元的公式，再组合起来，就能求解得到连续场的解答45。这是一种从部分到整体的方法，分析过程大为简化。从数学角度来说，有限元方法是从变分原理出发，通过区域剖分和分片插值，把二次泛函的极值问题化为普通多元二次函数的极值问题，后者又等价于一组多元线性代数方程的求解。有限元方法是在变分原理的基础上建立起来的，因此理论基础牢靠。虽然这一方法起源于结构分析，但是由于它所依据的理论具有普遍性，目前不仅广泛的被应用于各种结构工程

53、，而且作为一种分析方法已经被推广并成功地用来解决其它工程领域中的问题，例如热传导流体力学空气动力学港湾和湖泊地波动土壤力学机械零件强度分析润滑问题电磁场问题。有限元方法是将所考察的连续场分割为有限个单元，然后用比较简单的函数来表示每个单元的解，但是它并不要求每个单元的试探解都满足边界条件，而是在求得集合体的代数方程之后再引入边界条件。因为边界条件不进入单个有限单元的方程，所以对于内部的和边界上的单元能够采用同样的函数。把边界条件引入集合体的方程，这一过程比较简单，因为在变分法中自然边界条件隐含地得到满足，只需要考虑强迫边界条件46。有限元方法是基于变分原理地，变分问题就是泛函的极值问题。古典的

54、变分法是通过泛函 的变分方程 ，化变分问题为求解微分方程的问题，犹如古典分析中，化函数极值问题为求解导数方程 一样。在一定条件下，求解泛函 的极值函数与求解它的变分方程 （本来只是必要条件）是彼此等价的。因此，反过来，也可以将求解微分方程的问题化为变分问题，这就是所谓解微分方程的变分原理。要想把解微分方程的问题化为变分问题求解，需要解决两个问题。首先是对求解的微分方程能找到对应的泛函，使该泛函的变分方程正好就是要求解的微分方程；其次是变分问题能有直接的解法找到极值函数来作为微分方程的解。第一个问题，由于具体工程技术问题中提出来的微分方程的原始背景是存在等价的变分问题的，所以经常遇到的一些微分方

55、程都不难找到相应的泛函。第二个问题，传统的变分法也为我们在理论上奠定了相当的基础。主要的变分直接法有Ritz法，Euler的有限差分法及最小二乘法。变分直接法的一个共同思想就是把泛函的极值问题近似地转化为一般多元函数的极值问题，用有穷维子空间中的函数去逼近无穷维空间中的极值函数，从而近似地求得泛函的极值。以变分法中最常见的Ritz法为例，利用Ritz法解微分方程的大致步骤为46：（1） 利用变分原理把求解微分方程的问题转化为等价的变分问题。（2） 把变分问题近似地转化为Ritz子空间中地多元函数的极值问题。（3） 通过解多元函数的极值方程组（即代数方程组）求得原来方程的近似解。这里，关键是第二

56、步，也就是要从变分问题所讨论的无穷维空间中找出一个有穷的Ritz子空间，把变分问题近似地转化为该子空间中地普通多元函数的极值问题，从而用Ritz子空间中的解函数去逼近无穷维空间中的极值函数即对应方程的解。Ritz法中，这一步是通过Ritz形式的假设 （4.1）来实现的。其中， 为待定系数，为线性无关的坐标函数。于是，Ritz子空间的确定就有赖于基函数 ，的选取。Ritz法的主要困难就在如何选取基函数，因为Ritz形式的解（1）是对全定义域而言的，因此它要求基函数，是全域上的解析函数，因而它在理论分析上比较完善，收敛性也好，但也正因为这样，却对实际的应用带来了很大的困难。由于解析函数的局部性态决

57、定了它的全局性态，失去了它在全域上的灵活性和适应性。因而在解实际问题中，要找一组既对全域解析又要在边界上满足强加的边界条件的基函数来组成近似解就相当困难，尤其对一些比较复杂的几何、物理条件更是如此。因此，传统的变分法在实际应用上很不方便。有限元方法是把Ritz法与差分法结合起来，取长补短。在理论上它吸收了变分原理作为基础，在具体方法上又利用了差分法离散处理的网格思想。它求解实际问题的第一步和传统的变分法一样，也是首先把求解微分方程的问题转化为等价的变分问题，然后通过离散化处理构造一个分片解析的有限元子空间；把变分问题近似地转化为有限元子空间中的多元函数极值问题，求得变分问题地近似解来作为所求方

58、程地近似解，这就是有限元法的变分原理。4.1.2分片插值与基函数的选取由上一小节可知，Ritz法的困难在于确定Ritz子空间的基函数 ，很难选取，而有限元方法正是从这里进行了改进的，它突破了Ritz法中的难点，顺利地将变分问题转化为有限元子空间中的多元函数极值问题。图4.1有限元法平面域三角形单元离散示意图下面我们简单介绍一下基函数的选取过程47。首先是利用类似差分法的网格思想，将定义域进行有限分割，离散成有限多个单元体的集合，原则上单元的形状可以任意。平面域一般采用三角形单元和矩形单元，空间域可采用四面体、多面体等。图4.1所示为平面域三角形单元例子。每个单元顶点称为结点。譬如全域共分成m个有限单元及n个结点。第二步是分片插值。设m个有限单元中第e单元上的代求函数为： （1，2，m） （4.2）其中k为e单元上的结点个数，如图4.1的三角形单元，则k3。一般，为待定系数，p为e单元上的任意点，为p点坐标函数， 可以是线性的，也可以是非线性的，根据具体问题选定。一般情况下，在同一个问题，则各单元上多采用同一形式的插值函数。将e单元上结点，坐标代入（2），写出结点上函数值，的表达式： （4.3）一般说来，待定系数，的个数与单元结点个数相等。因式（4.3）中为已给定函数，