电力电子技术课程设计报告混合型多电平逆变器电路设计

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1、目录一、引言3二、设计任务6（一）设计任务6（二）设计要求6三、结构设计方法要点6四、总体电路设计7（一）逆变器设计流程图8（二）混合电平式逆变器结构9（三）混合单元式逆变器结构11五、各功能模块电路设计12（一）逆变器的主要技术指标12（二）有源逆变模块13（三）逆变能量的变换关系模块14六、总体电路15（一）主电路图15（二）总体电路原理图说明16七、总结20八、参考文献22一、引言逆变器也称逆变电源，是将直流电能转变成交流电能的变流装置，是太阳能、风力发电中一个重要部件。随着微电子技术与电力电子技术的迅速发展，逆变技术也从通过直流电动机交流发电机的旋转方式逆变技术，发展到二十世纪六、七十

2、年代的晶闸管逆变技术，而二十一世纪的逆变技术多数采用了MOSFET、IGBT、GTO、IGCT、MCT等多种先进且易于控制的功率器件，控制电路也从模拟集成电路发展到单片机控制甚至采用数字信号处理器（DSP）控制。各种现代控制理论如自适应控制、自学习控制、模糊逻辑控制、神经网络控制等先进控制理论和算法也大量应用于逆变领域。其应用领域也达到了前所未有的广阔，从毫瓦级的液晶背光板逆变电路到百兆瓦级的高压直流输电换流站；从日常生活的变频空调、变频冰箱到航空领域的机载设备；从使用常规化石能源的火力发电设备到使用可再生能源发电的太阳能风力发电设备，都少不了逆变电源。毋须怀疑，随着计算机技术和各种新型功率器

3、件的发展，逆变装置也将向着体积更小、效率更高、性能指标更优越的方向发展。在传统双转换逆变电路中，变压器室电路不可或缺的重要组成部分，并在总多方面展现其不容小觑的优势。最初的UPS输出逆变器都是带有变压器的。应该说，带变压器是UPS输出逆变器电路形式所决定的，而变压器的存在却是弊大于利。逆变器电路技术演变过程的一个显著的表现形式是:是否必须用变压器以及如何配置变压器。 19世纪70年代生产的第一代三相UPS的典型电路结构形式(MGEUPSMG240系列)。这个系列的UPS包括一个由降压式自藕变压器绕组供电的二极管全波整流器和一个与整流器相并联的、由自稍变压器的辅助二次侧绕组供电的电池充电器。当电

4、网停电时静态开关可将电池组连接到直流母线上供电。 逆变器由4个三相变换器以全波方式运行(按照基波频率进行换向)，每一个三相变换器都与变压器的一次侧绕组相连接(A连接)，把这些二次侧绕组开放式的变压器(OpenPhaseTransformers)以一定方式进行串联，以获得合成的输出电压。这4个变压器被分为两组，每一组都包含一个Y形和一个曲折Y型(Z形)的二次侧绕组，这两个二次侧绕组之间具有30。相位差。这一特殊连接可消除序号为n=6k1次的电压谐波，其中K为奇数，这等效于一个具有两组移相式整流桥的变压器一次侧绕组所吸收的电流。对于在变压器一次侧绕组中每相可能出现的3次和3n次谐波，由一次侧绕组的

5、人接线方式来抵消。因此，首先需要滤除的谐波为第11次谐波。输出电压的调整是通过移动两组变压器之间的相位来完成的。由于首先进行滤除的是第11次谐波，所以输出滤波器的尺寸较小，这使得逆变器对负载变化的动态响应特性加快。 超过90%的逆变器效率，这在当时已经足够让人满意了，这样的输出效率得益于采用较低频率的斩波以降低换向损耗。尽管当时这种换向电路(如图2-21所示)是先进的，但仍然存在不容忽视的损耗。这种类型电路的主要缺点为:在某些情况下例如过载时，不可能便所有可控硅立即关断，进而使逆变器完全停止工作。这给设备的安全造成威胁。 改进的逆变器换向电路，可明显降低此类电路的换向能量损耗并实现所有可控硅的

6、同时关断。图中的每只可控硅都有一个关断电路。每个关断电路包含一只可通过一个电阻做预充电的电容器、一个换向电感L1、一只辅助可控硅Ta和一只辅助二极管Da。Ta导通时关断电流在历Ta、L1和C组成的电路中产生环流，这使得电容两端的电压在振荡的第一个1/2周期末发生反向。对于紧接而来的第二个1/2周期，反相电流流过Da中的电流会使主可控硅Tp中的电流减小，直到完全消失。并通过连接于换向电路的Dp，便Tp上的电压反向。辅助可控硅历上的电压在这个1/2周期中也被通导的Da和Tp反向关断。在此周期的最后，电容器两端的电压被再次反向，且通过与其连接的电阻与直流电源的另一极形成回路，完成充电动作，使电容电压

7、恢复到起始值状态。 为减少电路的能量损失和改善控制功能，下一代系统开始采用一种新的脉冲电路，每个晶闸管都变压器的数量从4个减少到2个，但为了实现只采用一个变压器的目标，就不得不提高逆变器电路的性能以实现只需变化PWM就能达到目的，而无需再采用两组变压器的方式。 以前用两组移相30。的变压器是为减小低频谐波，因为要滤除他们比较困难。由此，MGE于1980年推出了AIpase4000系列UPS。 在该系列中，变压器的一次侧绕组之间不做连接，而其二次侧绕组则为Z形连接。Z形连接的变压器可消除谐波次数为3n次的谐波。每个逆变器以基波的7倍频率来斩波直流电压。这种斩波方式是固定频率斩波，在设计时以尽可能

8、减小输出电压的失真度以及减小滤波器的尺寸为目标。输出电压的调整是通过移动两组逆变器之间的相位差进行的。 自19世纪80年代起，UPS逆变器开始只含有一台变压器。同时，随着功率半导体的革新，双极型晶体管以及电子控制级的IGBT等功率半导体器件的出现，逆变电路中的可控硅器件被取代(图2-26和图2-27)，但带输出变压器这种情况仍在继续且一直持续到21世纪伊始，其间，虽然在1995年出现了无变压器的逆变器结构，然而此类产品仅适用于功率3OkVA的UPS。造成这一情形的主要原因是功率半导体器件换向时的损耗较大，而较高的耐压要求又使得人们很难在不用变压器的条件下成功地制造出大容量的逆变器。无论是否有变

9、压器，此种配置都可使从整流器到逆变器的整机效率提高到94%。 不仅仅只是一个变换器的事情了，此变压器的藕合方式采用一次侧A/二次侧Z形连接。Z形连接不能消除三次及3n次的电压谐波，谐波抑制是通过一次侧A连接来实现。 这种连接方式可实现两个额外的功能:首先，它可以实时地调节每相的输出电压，而各相电压都与相应的电压变换器的输出同相;此外，它可以吸收负载的3n次谐波电流，避免这些谐波传输到一次侧绕组，这样，IGBT的换向电流得以减弱，从而减少了换向损耗。逆变技术的原理早在1931年就有人研究过，从1948年美国西屋电气公司研制出第一台3KHZ感应加热逆变器至今已有近60年历史了，而晶闸管SCR的诞生

10、为正弦波逆变器的发展创造了条件，到了20世纪70年代，可关断晶闸管（GTO）、电力晶体管（BJT）的问世使得逆变技术得到发展应用。到了20世纪80年代，功率场效应管（MOSFET）、绝缘栅极晶体管（IGBT）、MOS控制晶闸管（MCT）以及静电感应功率器件的诞生为逆变器向大容量方向发展奠定了基础，因此电力电子器件的发展为逆变技术高频化，大容量化创造了条件。进入80年代后，逆变技术从应用低速器件、低开关频率逐渐向采用高速器件，提高开关频率方向发展。逆变器的体积进一步减小，逆变效率进一步提高，正弦波逆变器的品质指标也得到很大提高。另一方面，微电子技术的发展为逆变技术的实用化创造了平台，传统的逆变技

11、术需要通过许多的分立元件或模拟集成电路加以完成，随着逆变技术复杂程度的增加，所需处理的信息量越来越大，而微处理器的诞生正好满足了逆变技术的发展要求，从8位的带有PWM口的微处理器到16位单片机，发展到今天的32位DSP器件，使先进的控制技术如矢量控制技术、多电平变换技术、重复控制、模糊逻辑控制等在逆变领域得到了较好的应用。总之，逆变技术的发展是随着电力电子技术、微电子技术和现代控制理论的发展而发展，进入二十一世纪，逆变技术正向着频率更高、功率更大、效率更高、体积更小的方向发展。多电平逆变器由于输出电压du-dt小、谐波含量低等优点，在高压大功率变换领域得到广泛应用。级联型多电平逆变器是最早的多

12、电平逆变结构，1980年出现了二极管箝位型多电平逆变器，1992年，T.A. Meynard提出了电容箝位型多电平逆变器。由于级联型多电平逆变器不存在直流侧电容电位不平衡问题、控制简单，以及器件较少等优点，近十几年来得到广泛的应用。混合型多电平逆变器是最近发展起来的一种有效的多电平改进模式，该电路由级联型多电平逆变电路发展而来，且主电路是单元级联式结构，因此可用较少的元件数量实现尽可能多的电平数，从而降低了系统成本，减小了输出电压的谐波总含量(THD)。按实现电路方式的不同，本文将混合型多电平逆变器分为各级联单元电压等级不同的混合电平式逆变器和各级联单元拓扑结构不同的混合单元式逆变器，并分析了

13、这两类逆变器电路结构的特点。针对这两类混合型多电平逆变器存在高压单元功率器件电压应力过高、低压单元电流倒灌的问题，本文提出了一种有效的主电路拓扑结构设计方法。二、设计任务(一)设计目的培养以下几个方面的能力：（1）综合运用所学知识，进行电力电子电路和系统设计的能力。（2）了解与熟悉常用的电力电子电路的电路拓扑、控制方法。（3）理解和掌握常用的电力电子电路及系统的主电路、控制电路和保护电路的设计方法，掌握元器件的选择计算方法。（4）具有一定的电力电子电路及系统实验和调试的能力。（5）培养学生综合分析问题.发现问题.解决问题的能力.（二）设计要求(1)注明输入电压(2)注明输出功率(3)用集成电路

14、组成触发电路.(4)负载性质:电阻.电阻电感.(5)对电路进行设计、计算与说明.(6)计算所有元器件型号参数.三、结构设计方法要点由前面分析可知，混合型逆变器存在高压单元电压应力过高、低压单元电流倒灌的问题。为了解决以上问题，在设计时可从以下两方面进行改进：（1）克服高压单元功率器件电压应力过高问题选择高阻断能力器件（如IGCT、GTO）或选择二极管箝位型逆变单元作为高压逆变单元（如二极管箝位型三电平或五电平结构）。这两种方法均可克服高压单元功率器件电压应力过高的问题，但由于高阻断能力的功率器件成本高、开关频率低，从而影响了系统的成本及输出波形的质量，而在逆变单元电压等级一定的情况下，NPC逆

15、变臂功率器件的电压应力却是H桥单元的一半，可以显著降低功率器件的电压应力。因此，选择二极管箝位型逆变单元作为高压逆变单元是一种更加值得推荐的方法。（2）消除低压单元电流倒灌问题由于混合型逆变器在选取电压比较大时，会产生电流倒灌现象，因此在设计过程中，可选取适当的电压比以提供消除电流倒灌现象所需的冗余状态，并使得各电平台阶阶跃也限定在1E之内。以图2(b)电路为例，采用Matlab对该电路进行了仿真，仿真结果如图3，其中调制波频率为50Hz。根据公式（1）可知，两逆变单元电压关系可为Uc13Uc2 =3.3kV和Uc12Uc2 =3.0kV两种情况，相电压Vao输出分别为9电平和7电平（如图3(

16、a)），两种情况单元1和单元2输出电压波形如图3(b)和图3(c)。从图3(c)可看出，当Uc13Uc2，单元1输出电压为正时，单元2输出电压为1.1kV、0kV、-1.1kV三种情况，在单元2输出-1.1kV时，则会与单元1输出3.3kV电压形成环流，出现电流倒灌现象，降低了逆变器输出功率，并导致单元2直流侧电位平衡，增加了输出相电压Vao的谐波含量（如图3(d)所示，THD为6.58%），降低了Vao的质量；而Uc12Uc2时，虽然Vao为7电平，但从图3(b) 与图3(c)看出，不会出现电流倒灌现象，Vao的THD降至3.51%。以上分析及仿真结果表明：Uc12Uc与Uc13Uc2相比，

17、在输出相电压Vao大致相同（分别为4.5kV和4.4 kV）的情况下，虽然Vao从9电平降为7电平，但低次谐波的幅值却显著降低，输出电压的质量得到了较大的提高（THD从6.58%降至3.51%），高压单元功率器件电压应力也有所下降（从1.65kV降至1.5kV）。四、总体电路设计（一）逆变器设计流程图在实际设计逆变电源时，仅仅能够产生脉冲宽度是远远不够的，一个品种的逆变器设计、研发过程是非常复杂的，一般要经过下面的程序用户的需要国家国际标准的满足产品性能定位产品设计输入确定直流母线电压确定输出电压和功率确定主电路的拓朴结构微处理器选型控制方案确定、各元件参数选取辅助电源、接口电路设计PCB制作

18、，外协零部件制造样机制造样机测试结束样机合格？NOYES（二）混合电平式逆变器结构 图1(a)给出了单相n阶级联型多电平逆变器拓扑结构，当直流侧电压Uci（i=1,2n）不相等（一般是成倍关系）5,6 ，则可称为H桥混合型多电平逆变器。将最低等级的电压记为E，单元间电压比取值不同，逆变器输出相电压Vao电平数不同，为了使一定数量的逆变单元输出电平数最多，同时输出电压各电平台阶阶跃限定为1E，文献7给出最大延伸原理，相邻逆变单元电压最大比值可按下式选取：其中，ni指第i个H逆变单元输出电平数量各逆变单元电压满足以下条件8：此时，相电压Vao可输出的电平数为每个级联单元的电平数的乘积，如下式：H桥

19、混合型逆变器由于每个H桥逆变单元可产生-VDC、0、VDC三个电平，由1式可知，电压最大比值为1:3。逆变器输出相电压Vao可表示为SE，其中S为逆变器输出电平数，当电压等级之比为1:1，输出电平数为2n+1；电压等级之比为1:2，输出电平数为2n+1-1；电压等级之比为1:3，输出电平数为3n。不同电压比时，逆变器所用功率器件数均为4n。以两逆变单元级联为例，每个H桥逆变单元可以输出3个电平，其数学描述为n13，n23，n2，根据公式1和3可得，当Uc23Uc1=3E 时，输出可达最大电平数N339。但每一个输出合成电压电平所对应的两个单元的输出是唯一的，由表1(a)给出相电压为正时的各单元

20、电平输出状态可知，没有冗余的状态。如果 Uc2的直流母线端采用二极管不可控整流，在相电压输出为2E时，逆变单元2输出为3E，而逆变单元1输出为1E，出现逆变单元2将其变换的电能一部分注入到了逆变单元1，另一部分能量输送给负载，即产生电流倒灌问题，从而导致电容电压不平衡，这种情况是显然不希望出现的。为了获得更多的冗余状态，则必须减少Uc2与Uc1的比值，可选用Uc22Uc1。表1(b) 给出了Uc22Uc1=2E时输出电压的合成情况，显然输出电压从9电平降为了7电平，但多出了一些冗余状态，从而可以根据负载电流的方向，来选择不同的状态组合，以避免出现电流倒灌现象。H桥混合型逆变器在给定逆变单元数量

21、的基础上，可大大提高输出电压电平数量。但由于电压以2S、3S倍数增加，而功率器件的耐压有限，所以H桥混合型逆变电路的串联级数不能无限增加，实际系统的级联数目多不会超过3。在级联型逆变器研究的基础之上，文献9提出一种采用NPC逆变H桥五电平单元作为逆变单元的多电平拓扑结构，文献10将此改进成NPC混合型逆变器，如图1(b)所示。由于NPC全桥逆变单元可产生五种电平，由式1和式3可知，最大电压等级比为1:5，Vao电平数可达25，大大提高了输出电压的电平数目。同样方法分析可知，当电压比为1:4和1:5时，该逆变器也会产生电流倒灌现象。为了避免电流倒灌现象，该电路最大电压比为1:3，单相输出电平数为

22、17。相对于H桥混合型逆变器，该电路减少了直流电源的数目，但增加了功率器件数量及控制复杂度。（三）混合单元式逆变器结构在混合电平式逆变器研究的基础之上，文献7提出将NPC逆变H桥单元与传统逆变H桥单元级联的5/3型混合单元式拓扑结构方案，如图2(a)所示，NPC全桥逆变单元可有效克服逆变器高压单元电压应力过高的缺点。NPC全桥逆变单元可输出5种电平，传统H桥单元可输出3种电平，其数学描述为n15，n23，n2，根据公式1和3可得，当Uc13Uc2=3E时，输出可达最大电平数N5315，表2(a)给出相电压为正时的各单元电平输出状态。若Uc1的直流母线端采用二极管不可控整流，在相电压输出为2E或

23、4E时，会出现NPC全桥单元将其变换的电能一部分注入到了H桥单元，另一部分能量输送给负载，即产生电流倒灌问题。为了获得更多的冗余状态，则必须减少Uc1与Uc2的比值，文献7选用Uc12Uc2，表2(b)给出了Uc12Uc2=2E时输出电压的合成情况，虽然输出电压从15电平降为11电平，但由于多出了一些状态，从而可根据负载电流的方向来选择不同的状态组合，以避免出现电流倒灌现象。但该电路使用器件较多。文献提出了基于NPC三电平变换单元与H桥变换单元级联的不对称型逆变器（Asymmetric Inverter），单相拓扑结构如图2(b)所示。该电路高压NPC逆变单元采用的是 IGCT 器件，低压H桥

24、单元器件采用的是IGBT 开关器件。其中高压3电平NPC逆变单元是主要逆变电路，Uc1为3E，这部分电路给输出提供了主要的电平电压和大部分输出功率，因此将NPC逆变单元称为主逆变单元；低压的 H 桥逆变电路单元则是辅助逆变电路，Uc2为E，这部分电路给输出提供了辅助改善波形的电平电压和小部分输出功率，因此将这部分逆变电路称为辅助逆变单元。在功率器件选用上，该电路采用了一种组合的方法，同时利用了两种不同开关器件的优点：IGCT的高阻断能力和IGBT的快速开关能力。但该电路在相电压输出为2E或者2E时，辅助逆变单元将输出对应的反相电压1E或者1E，在有功应用中，也会出现电流倒灌现象。如果Uc1为2

25、E，Uc2为E，则可避免电流倒灌现象。五、各功能模块电路设计（一）逆变器的主要技术指标逆变器有许多重要指标，介绍如下：（1)额定容量（2)额定功率（3)输出功率因数（4)逆变效率（5)额定输入电压、电流（6)额定输出电压、电流（7)电压调整率（8)负载调整率（9)谐波因数（10）总谐波畸变率（11）畸变因数（12）峰值子数（二）有源逆变模块变流器工作在逆变状态时,如果把变流器的交流侧接到交流电源上,把直流电逆变为同频率的交流电反送到电网去,叫有源逆变。如果变流器的交流侧不与电网联接,而直接接到负载,即把直流电逆变为某一频率或可调频率的交流电供给负载,则叫无源逆变。交流变频调速就是利用这一原理工

26、作的。有源逆变除用于直流可逆调速系统外,还用于交流饶线转子异步电动机的串级调速和高压直流输电等方面。有源逆变电路的工作原理1整流工作状态对于单相全控整流桥，当控制角在0/2之间的某个对应角度触发晶闸管时，上述变流电路输出的直流平均电压为Ud=Udo cos，因为此时均小于/2，故Ud为正值。在该电压作用下，直流电机转动，卷扬机将重物提升起来，直流电机转动产生的反电势为ED，且ED略小于输出直流平均电压Ud，此时电枢回路的电流为 2 中间状态（=/2） 当卷扬机将重物提升到要求高度时，自然就需在某个位置停住，这时只要将控制角调到等于/2的位置，变流器输出电压波形中，其正、负面积相等，电压平均值U

27、d为零， 电动机停转（实际上采用电磁抱闸断电制动），反电势ED也同时为零。此时，虽然Ud为零，但仍有微小的直流电流存在。注意，此时电路处于动态平衡状态，与电路切断、电动机停转具有本质的不同。 3 有源逆变工作状态（/2） 上述卷扬系统中，当重物放下时，由于重力对重物的作用， 必将牵动电机使之向与重物上升相反的方向转动，电机产生的反电势ED的极性也将随之反相。如果变流器仍工作在/2 的整流状态，从上面曾分析过的电源能量流转关系不难看出，此时将发生电源间类似短路的情况。为此，只能让变流器工作在/2的状态，因为当/2时，其输出直流平均电压Ud为负。电流的方向是从电势ED的正极流出，从电压Ud的正极流

28、入，电流方向未变。显然，这时电动机为发电状态运行，对外输出电能，变流器则吸收上述能量并馈送回交流电网去，此时的电路进入到有源逆变工作状态。 上述晶闸管供电的卷扬系统中，当重物下降，电动机反转并进入发电状态运行时，电机电势ED实际上成了使晶闸管正向导通的电源。当/2时，只要满足Ed|u2|，晶闸管就可以导通工作，在此期间，电压ud大部分时间均为负值， 其平均电压Ud自然为负，电流则依靠电机电势ED及电感Ld两端感应电势的共同作用加以维持。正因为上述工作特点，才出现了电机输出能量，变流器吸收并通过变压器向电网回馈能量的情况。 1） 外部条件务必要有一个极性与晶闸管导通方向一致的直流电势源。这种直流

29、电势源可以是直流电机的电枢电势，也可以是蓄电池电势。它是使电能从变流器的直流侧回馈交流电网的源泉，其数值应稍大于变流器直流侧输出的直流平均电压。 2） 内部条件要求变流器中晶闸管的控制角/2， 这样才能使变流器直流侧输出一个负的平均电压，以实现直流电源的能量向交流电网的流转。 上述两个条件必须同时具备才能实现有源逆变。必须指出，对于半控桥或者带有续流二极管的可控整流电路，因为它们在任何情况下均不可能输出负电压，也不允许直流侧出现反极性的直流电势，所以不能实现有源逆变。 有源逆变条件的获得，必须视具体情况进行分析。例如上述直流电机拖动卷扬机系统，电机电势ED的极性可随重物的“提升”与“下降”自行

30、改变并满足逆变的要求。对于电力机车，上、下坡道行驶时，因车轮转向不变，故在下坡发电制动时，其电机电势ED的极性不能自行改变，为此必须采取相应措施， 例如可利用极性切换开关来改变电机电势ED的极性， 否则系统将不能进入有源逆变状态运行。（三）逆变能量的变换关系模块 (a) 同极性连接E1E2； (b) 同极性连接E2E1； (c) 反极性连接 图 (a)表示直流电源E1和E2同极性相连。当E1E2时， 回路中的电流为 式中R为回路的总电阻。此时电源E1输出电能E1I，其中一部分为R所消耗的I2R，其余部分则为电源E2所吸收的E2I。 注意上述情况中，输出电能的电源其电势方向与电流方向一致，而吸收

31、电能的电源则二者方向相反。 在图(b)中，两个电源的极性均与图(a)中相反，但还是属于两个电源同极性相连的形式。如果电源E2E1，则电流方向如图，回路中的电流I为 此时，电源E2输出电能，电源E1吸收电能。 在图(c)中，两个电源反极性相连， 则电路中的电流I为此时电源E1和E2均输出电能，输出的电能全部消耗在电阻R上。如果电阻值很小，则电路中的电流必然很大；若R=0，则形成两个电源短路的情况。 综上所述， 可得出以下结论： (1) 两电源同极性相连，电流总是从高电势流向低电势电源， 其电流的大小取决于两个电势之差与回路总电阻的比值。如果回路电阻很小，则很小的电势差也足以形成较大的电流，两电源

32、之间发生较大能量的交换。 (2) 电流从电源的正极流出，该电源输出电能；而电流从电源的正极流入，该电源吸收电能。电源输出或吸收功率的大小由电势与电流的乘积来决定，若电势或者电流方向改变，则电能的传送方向也随之改变。(3) 两个电源反极性相连，如果电路的总电阻很小，将形成电源间的短路， 应当避免发生这种情况。 六、总体电路（一）主电路图（二）总体电路原理图说明然后按照要求和对产品本身性能的定位确定设计任务书。要求将直流48V转变成交流220V，按两倍直流母线电压选择余量，则应选取100V电压等级的功率器件，一般在低压时应选取功率MOSFET；对电流额定值的选取，一般应选择3倍余量，若逆变效率为8

33、5%，允许的直流最低电压为42V，允许过载能力为120%，则直流电流的最大值为，再考虑3倍的电流余量，应选择200A的功率MOSFET。查阅相关资料后可知IXYS公司的“HIPERFET”Power MOSFET，型号为IXFN230N10比较适合。其参数如下：ID=230A，RDS（on）=0.006,QG(on)=690nc,封装形式为ISOPLUS227。选择了主功率器件后若采用工频逆变技术，应设计主变压器，其设计首先应选择逆变变压器的效率指标、变比、和漏抗三个重要的数据，总效率为逆变桥效率变压器效率滤波器效率，一般要求变压器效率在95%以上，最好采用冷轧型簿型硅钢片，至于匝比，应考虑直

34、流允许范围及输出电压精度两个重要指标，也就是应在最严重工况，如输入为42Vdc，输出功率为2KVA时，应保证输出电压仍在220V允许波动范围以内。输出滤波器的设计，是逆变器设计的一个重点，通常采用常K型型低通滤波器，常K型型低通滤波器如图所示。串臂阻抗与并臂阻抗的乘积，一旦Lf、Cf值确定后，K为常数、不随频率变化，故称为常K型型低通滤波器。由于Lf/Cf具有阻抗平方量纲，故常数K也可用滤波器的另一重要参数R表示，即 （2-15） （2-16） 图2-16常K型型低通滤波器四端网络在输入端、输出端均处于阻抗匹配时工作最好，四端网络的输入端、输出端特性阻抗分别为 （2-17） （2-18）当时，

35、故R是频率为零时的特性阻抗，称之为标称特性阻抗。型滤波器的传通条件为，即，故可得 （2-19）当时，必定为零，此为通频带的最低角频率；当R时，则，此为通频带的最高角频率，即滤波器截止频率。因，可得滤波器的截止频率为 （2-20）因此，当时，型滤波器的衰耗为零；当时，型滤波器开始有衰耗，其衰耗频率特性如图2-16所示。图中，为对称四端网络的衰耗常数。通带内的衰耗为零，因为这时的Zc1、Zc2 均为纯电阻，只有滤波器的阻抗相当于电阻时，它才能从输入端吸收能量，而当滤波器元件没有损耗时，能量才能完整地送入负载中，因此衰耗可为零；在阻带中，特性阻抗具有电抗性质，滤波器从电源吸收的能量将部分返回电源，负

36、载只能部分得到电源供给的能量，呈现出较大的衰耗。 图2-17 常K型型滤波器的衰耗特性对称四端网络的衰耗常数还可表示为 （2-21）若b用双曲线函数表示，令为无量纲频率或通用频率，将、和式（2-20）代入式（2-21），可得阻带衰耗公式为 （2-22）Lf与Cf的确定 由式（2-20）可得 （2-23） （2-24）Lf与Cf 的值取决与R的选择。若最低次谐波为11次，理论上可将定在11次谐波频率左右，从而只需很小的Lf与Cf 值。然而，最低次谐波的理论计算值只能作为参考；由于变压器绕制的偏差、功率晶体管动态压降或饱和压降不一致以及各种非线性因素，实际电路中往往具有较高的二次与三次谐波电压，故

37、实际滤波器的选取有时要低到三次或二次谐波频率才能得到较好的正弦波形。这要根据器件与工艺水平的实际情况来选定。当输出电压基波频率为50HZ时，通常选在100400HZ 左右。显然，选得低，Lf与Cf 值将增大，成本将增加；但由图2-16可知，若低，谐波频率处的衰耗将增大，可得到较好的正弦波。由式（2-17）、（2-18）、（2-22）可得 （2-25） （2-26）由式（2-25）、（2-26）可得， 、与频率的关系入图19-10所示。需要关心的是通带内（0区间）的变化。在通带内，只有当负载电阻RL 等于特性阻抗（电阻性）时才能使衰耗真正为零。由图19-10可看出，在通带内并不是常数，故RL 需

38、取某一合适值，使其在通带内与的正负偏差适中，滤波器才能传送较多的有功功率，而回馈至逆变器的无功功率较少。在型滤波器中，RL与端相接，设RL 在曲线上的位置适中，如图所示。由图可得R=（0.50.8）RL （2-27） 图2-18 与频率的关系当逆变器的输出功率和输出电压确定时，RL 就是已知量，则滤波器的标称特性阻抗R即可选定，将其代入式（2-23）、（2-24）中，即可决定Lf、Cf 值。谐波含量的计算 常K型型低通滤波器对各次谐波的衰减已由式（2-22）决定，当选定后即可进行计算。例如，选定为三次谐波，欲求=11次、13次、23次和25次谐波的衰减值，则可由和双曲线函数表求出b值。若最后的

39、结果还嫌谐波过大，则可将定在2.5次谐波上，甚至更低些，直至谐波含量满足要求。七、总结本文针对混合电平式逆变器和混合单元式逆变器存在的高压单元功率器件电压应力过高、低压单元电流倒灌的问题，提出了高压单元采用二极管箝位型拓扑结构，选取各单元适当电压比的设计方法，经分析及仿真实验表明，该方法在克服电压应力过高、消除低压单元电流倒灌方面是有效的。通过本次课程设计，我认识到了知识和现实的区别，深刻体会到电力电子技术的广泛应用。它让我对学过的电力电子技术知识进行了巩固，让我对电力电子技术知识有了更深的理解。在这次课程设计过程中，我掌握了网络上查找资料方法技巧,为本次课程设计提供了一定的资料。本次课程设计的阶段:开始我不是很会做,在通过与同学相互讨论，不段的学习中,终于圆满完成了任务。感谢齐老师的对我们耐心的指导！通过本次课程设计，我有了很大的收获。不但对电力电子技术有了更为深入的了解，对一个课题如何进行设计，电路调试等也有了一定的掌握，希望在以后的大学生活当中我能学到更多的知识。八、参考文献