一篇有关LNA设计的优秀论文

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1、 引 言近几十年来，微波器件的飞速发展，如双级晶体管（BJT）、结型场效应管（JFET）的发明，以及砷化钾肖特基势垒栅场效应管（GaAs MES FET）的研制成功。这些成功，使得微波固态电路随之也发生了飞速的进步。由于80年代初的先进工艺，使得级间线条尺寸缩小到了亚微米级，又一次大大提高了了工作频率。随后异质结双级晶体管（HBT），高电子迁移率晶体管（HEMT）,也相继研制成功。目前这些新的器件的工作频率已经进入了毫米波段，HEMT多用于微波低噪声放大器，现在国外已研制出毫米波单片集成电路，HBT的应用不仅可作微波功放、微波振荡器、微波开关，还可作分频器，模数变换、高速逻辑电路等，预测将来微

2、波集成电路必然有着跟迅速的发展。 微波基本知识及课题背景分米波 10-1分米 特高频（UHF） 300-3000 Hz微波 厘米波 10-1厘米 超高频（SHF） 3000-30000Hz毫米波 10-1毫米 极高频（EHF） 30000-300000Hz（贴图）其简单工作过程是：利用天线将从空中接受的微弱电磁波变为无调电流，经过可调谐的高频放大器选择出所需接收的信号，并同时放大信号。放大后的高频已调信号与本振振荡器的频率相混频，变为频率较低而且固定的中频已调信号，经过中频放大以后，又检波器检出原来的调制信号，在经低频放大器放大去推动终端设备。我的课题即是设计一个中频放大器。中频放大器是一种频

3、带较宽的谐振放大器。他的主要作用是放大中频已调信号。他与高频放大器相同之处是：二者均采用谐振回路做负载。其差异有二：一是由于削弱邻近信号的干扰是中放的任务之一，故而中放具有接近矩形的理想谐振曲线。二是中放具有工作频率固定与级数多两个特点。因而中放由多级固定调谐的小信号谐振放大器组成。高频放大器，中频放大器，其主要任务是在很多干扰和信号中选择出所需的信号加以放大，由于他们的输出信号的频率与输入信号的频率相同，因此，这些部分是接收机的线性部分。L波段低噪声放大器在卫星通讯系统，雷达系统，无线通讯系统的等等中，有着广泛的应用。在通讯系统中，为了提高系统接受微弱信号的能力，需要克服外部噪声和内部噪声对

4、系统的影响，而低噪声放大器是决定整个系统噪声性能的核心部件。根据课题的要求，：设计一个L波段的低噪声放大器，工作频率：1到1.5GHz，噪声系数：小于2db，相关增益：大于25db。 微波固态电路介绍微波固态电路的发展与微波集成电路技术密切相关，而微型化技术则是以提高集成度为基础的。目前对雷达，电子战和通讯等电子设备中微波电路“微型化”的呼声甚高；“微型化”的含义远比其名词本身寓意要广泛，它至少还意味着：一致性，低价格和高可靠。微波集成电路(MIC)的概念来自低频集成电路(IC)，其发展也是遵循着低频的途径。60年代后期随着各种微波半导体器件的问世以及微带传输线理论和薄膜工艺的成熟，以混合集成

5、电路(HMIC)的形式出现。是采用薄膜或厚膜工艺在介质衬底表面制作以分布参数为主的微波电路，其中有源器件和集总参数元件（电容，电阻等）通过键合，焊接或压接加到衬底表面。70年代HMIC发展迅速，应用广泛，使原先用分立元件实现的微波系统在小型化，轻量化方面起了变革，性能与价格方面也有所得益，而且逐渐出现了集成度提高的多功能HMIC。HMIC的发展对微波技术本身起了推动作用，并为单片微波集成电路的研制奠定了基础。MMIC的含义是采用半导体多层工艺（如外延，离子注入，溅射，蒸发，扩散等方法或这些方法与其他方法的结合）将所有的微波或毫米波有源器件或无源元件（包括连接线）制成一整体或制作于半绝缘衬底表面

6、以实现单个芯片的功能部件或整件。近10年来，MMIC事业蓬勃发展，归因于：性能优良的GaAs半绝缘衬底材料的大量应用及外延，离子注入等工艺的成熟，MESFET的大力开发并已成为多用途器件；肖特基势垒二极管与各种MESFET（包括双栅FET）可用相同工艺在同一衬底上制作；特别是可进行精确定模和优化设计的CAD工具日臻完善。与功能相同的HMIC相比，MMIC的体积，重量可减至1/100或更小（频率愈低，减少愈多，在L波段可减至1/1000，或更小）。因MMIC适于批加工，在材料均匀性好和工艺成熟的前提下可实现良好的电性能一致。由于大大减少接插件，联线和外接元器件，可靠性改善因数可达20-100，由

7、于寄生参量减至最小，MMIC具有宽带本能，其抗辐射能力也较强。但MMIC也有其缺点。首先。采用半导体工艺在衬底上制成的电路，从占有面积来看，无源元件比有源元件大，因此不仅价格高，也不利于提高成品率，而且传输线损耗大。其次MMIC难以实现电路微调，故为获得最佳性能，必须更多地依赖CAD技术。又由于元件密集，射频耦合强，顾宜尽量采用集总元件，由CAD进行邻近效应计算等。此外，由于GaAs导热率不佳，散热较难，高功率集成仍是难题。对MMIC的故障指示及监测尚在研究中，其途径是进行微波预先测试研究，并将估计元件故障编入CAD程序。 以往，经典的HMIC研制程序是：设计计算或CAD-电路布局-制版加工-

8、试验微调-修改设计-。因基于不很精确的设计，上述过程往往需返复数次。其间由于等于等待加工，使整个周期延长。这种方法显然不适于先进的微型化组件的研制，特别因对MMIC不可能进行微调，故首先必须研究精确的元器件定模和CAD技术。近几年来国外已推出一些对MMIC设计行之有效的CAD软件包。它们针对小信号或大信号工作可分别给出线性、非线性的频域或时域分析。例如EEsof公司的Libra（包含线性和非线性频域模拟）和Microwave Spice(时域模拟)；COMPACT公司的LINMIC、Microwave Harmonica等软件均已广为应用。现又推出可给出三维结构分析乃至全局电磁模拟的软件，如E

9、Esof公司的EMsim和HP公司的HFSS，它们适于计算迭层螺旋电感、电压器、空气桥以及邻近效应等。采用这些软件后可使MMIC设计精度大为提高。不仅如此，目前的软件还可对电路成品率进行优化，并使电路对加工容差的灵敏度最低，与CAD软件逐步完善的同时，计算机辅助加工（CAM）和计算机辅助测试（CAT）也已逐渐成熟。乃有可能改变以往的研制方法，而是借助计算机是模拟和制图程序之间直接相互作用，对设计与加工进行微调。目前已形成的集软件与硬件与一身的MMIC CAE （=CAD+CAM+CAT） 工作站，可一次完成定模、综合、模拟、线性与非线性分析、优化、制图、加工、测试和调整。目前EEsof和HP等

10、公司均已开发出MMIC工作站。 微波放大器的理论基础 对于一个微波放大器的特性而言，最重要的参量为功率增益，噪声系数，稳定性，输入和输出驻波比（VSWR），以及输出功率等。下面将介绍几个重要的参量的概念。1 噪声系数的概念 噪声系数是放大器的一项重要的性能指标，因此，从放大器的整体电路考虑，研究放大器的噪声系数，以及放大器的噪声系数与源阻抗的关系，对于实际放大器的设计是非常有实用价值的。在解释噪声系数之前，我们必须噪声和几种功率的概念三种放大器功率增益的定义（1） 实际功率增益 的定义为负载所吸收的功率与输出功率之比功率增益，它与晶体管S参数及负载反射系数有关。（2） 转换功率增益 定义为负载

11、吸收的功率与信号源输出的资用功率之比。转换功率增益表示，插入放大器后负载上得到的功率，比无放大器时得到的最大功率增加的倍数。它的大小与输入和输出端的匹配程度有关。（3） 资用功率增益 定义为负载吸收的资用功率与信号源输出的资用功率之比。它是在放大器的输入和输出端分别实现共轭匹配的特殊情况下，放大器产生的功率增益，也是在输出端共轭匹配情况下的转换功率增益。资用功率增益只与晶体管S参数及信源阻抗有关。实际上，放大器在输入、输出端都满足共轭匹配的条件比较困难，只表示放大器功率增益的一种潜力。接受机内部噪声的主要来源有：电阻的热噪声，晶体管和电子管的散弹噪声，分配噪声和闪烁噪声等等。噪声的来源不同，其

12、噪声功率的表达式也不相同，一般以热噪声作为主要参考。 20世纪20时年代，奈奎斯特在热力学统计理论分析和实验研究的基础上，导出了电阻热噪声电压均方值的表达式： 式中，K为波尔兹曼常数，T为电阻温度，R为电阻值，B为测试设备的通频带。如用等效源表示，可将一个热噪声电阻R等效为一个无噪声电阻R与一个噪声电压源Un串联而成的等效电压源。由等效电压源知，当接入负载电阻Rl=R时，温度为T的电阻R，在带宽B内产生的资用噪声功率是 热噪声是一种随即过程，通过傅立叶分析知，其频率分量是连续均匀的频谱分布，称为白噪声。由公式（2-2）得出资用热噪声功率的谱密度为 上式表明，电阻输出的单位带宽资用噪声功率只与热

13、力学温度T成正比，与电阻类型和阻值无关。 根据奈奎斯特定理，资用热噪声的功率是温度的普适函数，故一个噪声源可用噪声温度表示。由式（3-3）可知，电阻处于温度Tn时，有 Tn就是该电阻的噪声温度，表征其噪声的大小。一个实际的双端口网络（线性或者准线性），设网络增益为G，其输出端产生的总噪声系数Nout应为网络输入端电阻Ri产生的噪声系数Ni和网络内部噪声功率在输出端的贡献之和。将实际网络用理想网络代替，把网络内部噪声折合到输入端，用等效输入噪声功率Ne或等效输入噪声温度Te来表示。则Ne通过理想网络传输到输出端所贡献的噪声功率，将与网络内部噪声在输出端的贡献相等。由此得出由上式求出实际网络的等效

14、输入噪声温度为式中Ti是网络输入端电阻（或者等效输入电阻）的噪声温度1.1 噪声的分类（1） 热噪声由于晶体管存在着基区电阻，电子的热运动会产生较大的噪声。而发射极和集电极的体电阻因为很小，可以忽略不考虑（2） 散粒噪声从发射极注入基区的少数载流子是一个随机的量。其数目在每一瞬间都是不相同的。少数载流子的涨落便构成发射极和集电极的电流的起伏，由此引起的噪声称为散粒噪声或散弹噪声。（3） 分配噪声注入基区的少数载流子在基区的复合是随机的。从而使发射极电流IE分配成IC和IB而得到的IC也随着基区载流子复合数量的变化而变化。这种变化引起的噪声称为分配噪声（4） 闪烁噪声可认为热的产生与复合过程中偶

15、数发生的本性。他的大小与半导体材料以及其表面清洁处理及漏电流有关。噪声频谱与F成反比，这种噪声主要在低频范围内产生影响。1.2 噪声系数的定义噪声系数NF的定义：当规定输入端温度处于Ti=T0=290K时，网络输入端资用信号噪声功率比（Si/Ni）与输出端资用信号噪声功率比（Sout/Nout）之比值，其表达式为 其噪声网络如下图：增益为Gn(f)的有噪声网络 Psi Pso Pni Pno图一： 双口网络输入口的信号功率和噪声功率NF的常用单位是DB来表示。其转换公式是NFdb=对于无噪声网络其输入SNR与输出SNR相等，因而NF=1或NFdb=0。各种实际电路的噪声要比这个数值大得多。以上

16、只是提供了噪声系数的概念性的定义，我们必须对它进行进一步考虑，这就导致了以下一些定义：点噪声系数 在一个选定输入频率上的噪声系数是两项噪声可用功率之比，这两项噪声：（1）输出口上每单位带宽的总可用噪声功率；（2）在输入频率上由输入终端（噪声温度为290k）在输出口产生的噪声功率。因此点噪声系数的公式为 平均噪声系数 在很宽的频带宽度上Ga(f)会有很大的变化，因此给出平均噪声系数NF为： 式中，Pn0是在噪声带宽B内传递输出终端的总噪声功率，而Gmax是Ga(f)的最大值。1.3 级联网络的噪声系数在计算多级放大器的噪声性能时，首先感兴趣的就是系统的总噪声系数。一般的讲，计算总噪声系数时的带宽

17、B总的系统带宽，而不是每个单独级的带宽。两个网络的级联如图二：网络二Ga2Te2,NF2网络1Ga1Te1,NF1网络二Ga2Te2,NF2网络1Ga1Te1,NF1根据上图可求出可用输出噪声功率的公式为： 最终可得出结论，系统的第一级的NF对总NF起决定作用。因此，系统的设计师始终应当设法巴第一级或者前两级所产生的噪声减到最小，这一点可以通过选择低噪声晶体管和选择使噪声最小的工作条件来实现1.4 对放大器噪声的考虑为了计算包含一级或多级的系统，需要知道：（1）从信号传递来的噪声；（2）等效噪声带宽B；（3）电路中各个电阻产生的热噪声；（4）在固体器件内部产生的噪声；由于噪声系数随频率的变化在

18、晶体管的有用工作范围内几乎是平坦的，所以首先要注意的是选择一个信号源电阻，以便在给定的集电极电流下噪声系数最小。设计放大器时可以采用适当的匹配网络，是从晶体管（在工作频率）看到的正是这个（所要的）信号源电阻。遗憾的是，产生最大增益的信号源电阻的值并不是产生最小噪声系数的那个值。因而恩找最小噪声系数设计的放大器的增益要比所选的管子能给的最大增益低一些。通常，在获得最小噪声系数时的增益会比最大增益只下降几个分贝，在后面的高增益级中可以把它弥补过来.噪声的有害影响是相对于有用信号而言的。因此衡量一个设备的性能不能只是简单的从设备的输出噪声功率大小来用做衡量标准的。换言之，输出噪声功率大，性能未必不好

19、，而输出噪声功率小，性能也不一定就好。 如果脱离了信号的大小来谈噪声，就失去了意义。信号与噪声之间的相互关系通常用他们的功率比来衡量，称为信噪比。用符号S/N=Ps/Pn表示。那么能否以信噪比来衡量一个设备的噪声性能呢？这里需要弄清楚：信噪比可以表明信号的质量，但并不能反映出该设备对信号质量的影响。一个设备其输出端的信噪比不仅与其内部的噪声功率有关，还与输入端的信噪比有关。为此，衡量一个设备噪声性能的好坏，最好的方法是用信号通过设备前后信噪比的变化来表示其噪声性能，这就是噪声系数的概念。2 放大器的稳定性稳定的放大器是一种不存在无用振荡的放大器，任何放大器电路，但其有足够的输出能量以适当的相位

20、反馈到输入端时，都会变得不稳定。高频放大器设计的主要目标是，在可以预计的稳定性下，是功率增益达到最大。可以通过有源器件已知的y参量分析放大器的增益和稳定性。这种分析还可用于各种混频器电路。2.1 器件稳定性林维尔稳定系数C有源器件的潜在稳定性是所有放大器设计和选择合适器件时所考虑的主要因素。林维尔稳定系数是在假想的最坏情况下（即在输入端口和输出端口都开路的情况下）对器件稳定性的度量。林维尔系数的表示式为： 如果C小于1，则器件是无条件稳定的；如果C大于1，则器件是潜在不稳定的，在信号源和负载的某种组合下有可能产生振荡。很多高频器件在某个频率范围内是潜在不稳定的。2.2 电路稳定性稳定系数K 稳

21、定性在放大器设计中占有非常重要的地位，在给定S参数的条件下，不是任意源内阻和负载阻抗都能使放大器稳定工作，而不产生自激。根据微波理论，在给定S参数的条件下：1,放大器稳定；=1，放大器稳定与不稳定的分界线；1发拿起不稳定；我们可以根据复变函数中保角映射的概念，引入稳定判别圆的概念，其概念下图： 贴图 有上图可知，有两种情况：（1）|S11|1时，说明|in|1,一般器件|S11|均小于1，不会发生这种情况。有益上分析可知，S2圆是稳定判别圆。放大器包括绝对稳定和潜在不稳定两种情况：绝对稳定是指对任意|l|1的负载都满足|in|1；同时对任意|s|1也都满足|out|1,则这样的网络是绝对稳定，

22、即无条件稳定。潜在不稳定是指在|l|1单位圆内存在不稳定区，设计放大器时要要避开并远离不稳定区。具体设计时，先选择l,计算in，然后再检验s,核算out，或者反过来计算。如果单位圆内阴影区较小，在潜在不稳定条件下设计放大器也是可能的，但因尽可能工作与绝对稳定区。此外，还应该考虑晶体管的S参数时随工作频率变化的。实际设计时，一般希望能够根据测量的晶体管的S参数，简易的直接判断是否绝对稳定，而不是作图判别，为此绝对稳定的必要条件和充分条件。1 必要条件绝对稳定时，|S11|1,通过计算可得到： 时，整个系统稳定。其中。我们设K=，K称为稳定系数。对于某一晶体管，测得其S参数，根据上式可判断其稳定与

23、否。当K1时，输出端口是绝对稳定的。K1是绝对稳定的必要条件。2 充分条件将K=倒推回去，便可得到绝对稳定的充要条件。通过推导，最终可得出保证晶体管放大器两个端口都绝对稳定的充要条件：K=实际上可证明，若K1成立，则其他两个等式必定同时大于或同时小于|S11S12|，因此，只需检验其中两项，就可能作为晶体管双端口网络的绝对稳定的充要条件。2.3 改善稳定性放大器的不稳定性一般是由有源器件或合成网络的反馈通路引起的。分析上面两个噪声系数的公式，可发现几种保证稳定性的方法。1 如果将反馈网络的合成导纳合成为零，则使放大器是无条件稳定的，因为这时没有反向传输。因此，称这种放大器是单向化放大器。2 在

24、大多数的BJT和FET中，反向转移导纳是复数，如果反馈网络抵消掉其 中的虚部，则合成导纳就会很小，通常足以保证其稳定工作。因此，称这种放大器为中和放大器。 放大器的设计 分布参数是相对于集总参数而言的。在低频电路中，常忽略元件的分布参数效应。认为电场能量全部集中在电容器中；磁场能量全部集中在电感器中；只有电阻元件消耗电磁能量；连接元件的导线是既无电阻又无电感的理想连接线。由这些集总参数元件组成的电路称作集总参数电路。分布参数电路中的电压，电流有什么特点呢？以双导体平行线为例，当信号频率很低时，电流自始端流到终端的时间远小于电磁波的一个周期，在稳态情况下，可以认为沿线电压，电流是同时建立起来的，

25、因此沿线电压，电流的大小和相位与空间位置无关。当频率升高到微波频段后，即使在稳态情况下，线上电压，电流既随时间也随空间位置而变化，原因是双导线的分布参数在起作用。当频率提高后，导体表面流过的高频电流产生集肤效应，导线有效导电截面减小了，使高频损耗电阻加大，而且沿线各处都存在损耗，这就是分布电阻效应。此外，导线周围存在高频磁场，磁场也是沿线分布的，这就是分布电感效应。双导线上流过的电流彼此相反，两条线之间存在着高频电场，高频电场也是沿线分布的，这就是分布电容效应。由于导线周围介质非理想绝缘，存在漏电，双导线之间处处并联着电导，这就是分布电导效应。因此，当双导线工作频率很高时，其分布参数的影响不容

26、再忽略。当频率提高到微波频段，分布参数的影响程度不容忽略。下图显示了一个微波放大器的构成： 输出匹配网络微波晶体管输入匹配网络输出匹配网络微波晶体管输入匹配网络 微波晶体管放大器的电路构成图放大器设计的主要步骤如下：1 选择合适的器件。选择适用于工作频率且具有可接受的增益和噪声系数的BJT、JFET或MESFET。工作频率在6GHz以下时，大多使用双级晶体管；工作频率在6GHz以上时，大多选用场效应晶体管。而且，通常要求晶体管的截至频率大于或等于23倍的工作频率。低噪声放大器则要求截至频率更高一些。2 选择合适的工作状态。微波晶体管的工作状态是根据噪声，增益和饱和输出电平的要求来确定的。为是放

27、大器具有更低的噪声，第一级的工作点应根据最小噪声系数来选取最佳的工作电流。为保证有足够的增益，第二级应从最佳增益条件来考虑，同时应兼顾噪声。3 测量晶体管的S参数。选好晶体管后确定电路结构和工作状态，并在所学要的频带内测量晶体管的S参数。4 判断稳定性。根据测得的S参数，利用稳定系数K的公式求出K值。如果满足绝对稳定，则可以在任意源阻抗和负载阻抗的情况下进行设计。否则要画出稳定圆，在稳定圆的稳定区内进行设计。5 设计输入输出匹配网络。在判断稳定性的基础上，对于低噪声放大器，应根据其对噪声系数和增益的要求，确定其输入输出匹配网络。设计匹配网络的方法很多，有图解法，计算机辅助设计法等。所谓图解法就

28、是借助史密斯圆图，利用计算机进行复杂的数值计算，以提供做图数据，然后在圆图上确定网络参数，这是一种基本方法。计算机辅助设计法是近几年发展起来的一种新的方法。在本次设计中将主要使用计算机辅助设计法。放大器设计流程图 （贴图） 首先，确定适当的器件，我选用AT-41586，查阅AT-41586的参数以及特性：从上图可以看出在1.5GHz要达到所需增益25dB， 显然一级放大是不够的，要采用两级放大才能达到所需指标。级与级之间有两种连接（耦合）方式：一是具有隔直流作用的连接；一是直接连接。在前一种连接中，上述电容耦合用得较多，可以看到，由于电容的隔直流作用，各级直流工作点由本级偏置电路设定，不受相邻

29、级的影响。前级的输出信号则通过电容加到下级放大器的输入端。直接连接又称直接耦合(Directly Coupled)。它是前后级直接连接的一种耦合方式，在这种耦合方式中，信号直接从前级传送到后级，但存在着需要解决的两个问题：一是级间电平的配置；二是克服温漂的有害影响。设置静态工作点的电路称为放大器的偏置电路（Baising Circuit）。对偏置电路的要求：一是提供放大管所需的静态工作点Q；二是所提供的静态工作点在环境温度、电源电压等外界环境因素变化或更换管子时力求维持不变，其中尤以环境温度变化对Q的影响最大。实际上，后一个要求更为重要。总之，设置合适且稳定的静态工作点是保证放大器不出现平顶失

30、真的前提，或者说，静态工作点决定了管子的动态范围（Dynamic Range），即最大不出现平顶失真的输出信号电压幅值。例如，若将静态工作点的不稳定将影响管子的动态范围。此外，小信号等效电路参数与静态工作点有关，因而静态工作点及其稳定性又直接影响放大器的放大性能及其稳定性。外加直流偏置，采用如下电路：在现代工程系统中，广泛采用反馈控制技术，这是由于反馈控制技术能是系统自动给定的质量指标。负反馈的自动调节作用是以牺牲放大器的增益为代价的。不过实际上，增益的减少比较容易得到补偿，而自动调节作用却只能用负反馈方法才能获得。这就是负反馈技术对于提高放大器性能之所以必不可少的原因。正反馈没有上述自动调节

31、的作用。施加正反馈的放大器不仅不能稳定输出信号，相反地，将会进一步加剧输出信号的变化，而且还会使放大器的其他性能恶化，甚至产生自激振荡而破坏放大器正常的放大作用。实际上，正反馈不是一无是处的技术，在某些情况下可以施加少量正反馈来适量提高放大器增益或按要求调整放大器的频率特性。特别是在振荡器中，正是利用正反馈实现信号产生的功能。比较图7-1的无反馈系统和反馈系统就会明了。在图7-1（a）所示的无反馈系统中，系统有输入信号R（S）激励，输出信号为C（S），如果系统的传递函数G（S）是恒定的，即不随时间和环境条件而改变，那么输出信号完全有输入信号确定。如果传递函数G（S）随环境条件改变，那么输出信号

32、就要随G（S）改变，而不由输入信号唯一确定。在图7-1（b）所示的反馈系统中，输出信号为C（S）通过传递函数H（S）的反馈网络，产生反馈信号B（S），比较器将反馈信号B（S）与输入信号R（S）比较，产生误差信号E（S），它表示R（S）与B（S）之间存在的偏差。误差信号作用于系统，产生一个输出C（S）是误差E（S）减小。显然反馈控制使系统具有自校正的能力。图中，G（S）为前向通路传递函数，H（S）为反馈通路传递函数。在自动控制理论中，无反馈系统也称开环系统，有反馈系统则称闭环系统。1。用反馈来减少参数的变化在控制系统中采用反馈控制，可以减小系统参数变化对输出造成的影响。系统参数变化的原因，可能是

33、由于元件使用时间过长老化，也可能由于环境条件（温度、压力）改变。在开环系统中，输入、输出间关系为 C（S）=G（S）R（S）假设由于参数变化，G（S）变为G（S）+ G（S），那么开环系统的输出变为 C（S）+C（S）=G（S）+G（S）R（S）即输出变化量为C（S）=G（S）R（S）在闭环系统中，输入、输出关系为/在此处加一个公式假设由于参数变化，输出变为/在此处加一个公式这是由于传递函数G（S）变化G（S）而引起的，一般情况下参数变化值总是比较小的，满足|G（S）|G（S）|由上式求得输出变化量为/在此处加一个公式在大多数实际情况下，上式分母1+G（S）H（S）远比1大。又式（7-1）和式

34、（7-2）可以得出，由于G（S）的变化，闭环系统输出的变化比开环系统输出的变化减小1+G（S）H（S）倍，所以反馈可以减小参数变化对输出的影响。2。用反馈来改善系统的动态特性在图7-2所示的反馈系统中，该系统的开环传递函数为下面我们计算系统在开环和闭环两种情况下，对输入单位冲激（t）的响应。单位冲激的拉普拉斯变换为R（S）=1。由图7-2可知，开环系统的输出为闭环系统的输出为取出两式的拉普拉斯变换，得到开环系统 /此处需加一个公式闭环系统 /此处需加一个公式由此可见，当K为正值时，反馈使暂态响应的时间缩短，因而改善了系统的动态特性。3。用反馈降低干扰信号的影响图7-3所示为在系统前向通道内有干

35、扰信号（S）的闭环系统。由图可以求得输出信号为式中误差信号为 由上述两式联立求解，得出信号为式（7-5）表明，输出信号包含两部分，一部分是由干扰信号（S）引起的，另一部分是由输入信号引起的，如果令输入信号R（S）=0，那么，就可以得出仅由于干扰信号（S）引起的输出的信号（S）在开环系统中，没有反馈通路。由图7-3看出，如果输入信号R（S）=0，则仅由于干扰信号引起的输出信号（S）为由式（7-6）和式（7-7）可以得出结论，反馈使干扰输出减小1+（S）（S）H（S）倍，结果|（S）（S）H（S）|1，那么由式（7-6）可以得出上式表明，若（S）足够大，则干扰的影响可通过反馈减小。上述分析可知，反

36、馈减小了参数变化的影响，改善了暂态响应，降低干扰对输出的影响，这些都是反馈控制对系统性能的改进。但是，反馈增加了系统的复杂性，减小了系统的增益，可能引起不稳定，这些又是反馈给系统带来的麻烦。权衡利弊，当设计得当时，反馈控制会给系统性能的改进带来好处，因而反馈控制获得广泛的应用。设计控制系统是为了通过它保持或改变被控对象的某个物理量。例如地对空导弹发射系统，根据雷达测出的目标飞机飞行数据。计算后发出指令信号，发射架按指令调整发射角，保证导弹发射角符合命中目标的要求。在无线电技术领域中，为了改善电子设备的性能，广泛采用各种类型的反馈控制电路，根据反馈控制电路控制的参量不同，可以分为三类：1。自动增

37、益控制（AGC）电路控制参量为输出信号的幅度，为使输出幅度保持一定电平，将输出信号幅度检测后，与预置的标准电平比较，利用误差信号控制可变增益电路，使输出达到要求的幅度，误差信号保持最小值。2。自动频率控制（AFC）电路控制参量为输出信号的频率。通过频率检测电路，得到输出信号频率与标准频率的偏差，用此频率误差信号可变频率振荡器，使输出频率达到预定值，而频率差保持最小值。3。自动相位控制（APC）电路控制参量为输出信号的相位。通过相位检测电路得出输出信号与标准参考信号的相位偏差，用此相位误差信号控制可变频率振荡器，通过振荡器频率的改变，使输出信号频率与参考信号频率相等，而相位差保持最小。自动相位控

38、制电路也称为锁相环路（Phase Locked Loop，缩写为PLL）为保证放大器的稳定以及不产生自激现象，以牺牲增益为代价，采用负反馈电路。整个电路如图：其中负反馈电路的元件值难以通过人工的计算加以确定，必须通过计算机的模拟结合模拟结果加以确定。通过计算机的优化模拟，得到以下性能曲线：由上图可以看出性能还是基本令人满意的：噪声系数和稳定性比较好；但由于管子的性能所限，在某些频段增益还不能达到指标，尤其随着频率的增高。随着模拟优化次数的增加，性能和参数会有一定的变化。（1）5000次优化：参数值如下：（2）10000次优化：参数值如下：（3）15000次优化：参数值如下：我通过观察发现模拟的初期参数和性能曲线的变化是比较明显的，而随着模拟优化次数的增加性能已经趋于稳定，只有某些元件的值还在变化，但此时已不影响产品的性能。接下来的任务是根据电路图画出版图，投入生产。通过学习，我了解了这一环节的基本步骤：（1）：按照一定的比例画出版图（2）：按照所画的图在塑料膜上描刻（3）：将描刻的塑料膜进行照相缩小（4）（5）（6）26