直驱式风力发电系统并网逆变器控制策略研究(完整版)实用资料

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1、直驱式风力发电系统并网逆变器控制策略研究（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑 完整版实用资料，欢迎下载）第44卷第5期2021年5月电力电子技术Power ElectronicsVol.44,No.5May ,2021 基金项目:台达环境与教育基金会电力电子科教发展计划(DRES2007002定稿日期:2021-04-03作者简介:赵梅花(1966-,女,河南洛阳人,博士研究生,副教授,研究方向为风力发电。1引言风力发电系统中,风力机与发电机之间的转速匹配是一个关键问题,低速运转的风力机与发电机一般需要通过升速齿轮箱连接。大容量齿轮箱价格昂贵、故障率高、维护困难,它的存在已成为风力发电系统

2、进一步发展的瓶颈。因此,研究开发直驱式风力发电系统是提高效率和可靠性的有效途径之一。在变速恒频的直驱式风力发电系统中,网侧逆变器是连接发电机和电网的核心元件,对其控制策略的研究尤为重要。建立了直驱式风力发电系统中并网逆变器的数学模型,在此基础上采用空间矢量脉宽调制(SVPWM 方式和电网电压合成矢量定向的控制策略1-2,实现有功功率和无功功率的解耦控制。并通过试验结果证明了方案的可行性和正确性。2控制系统描述图1示出直驱式风力发电系统结构。该系统主要由风力发电机PMG 3、整流装置和网侧逆变器组成。3并网逆变器动态数学模型图1中,设三相电网电压为:e a =e b =e c =E m sin

3、t(1式中:E m 为相电压峰值;为电网角频率。设网侧线路总电阻为R ,可得:u k =Ri k +L d i k d t+e k ,k =a ,b ,c (2式中:i k ,u k 分别为并网逆变器输出电流和输出电压。经变换,在两相静止,坐标系下数学模型为:u u =23姨1-1/2-1/2姨/2-姨/2u a u b u c 姨姨姨姨姨姨姨姨=Ri +L d id t +e Ri +L d i d t +e T(3从两相静止坐标系变换到两相旋转坐标系得:e d e q=cos t sin t -sin tcos te e(4直驱式风力发电系统并网逆变器控制策略研究赵梅花1,2,阮毅1,杨勇

4、1(1.上海大学,上海200072;2.洛阳理工学院,河南洛阳471023摘要:在风力发电网侧逆变器动态数学模型基础上,采用空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM 方式和电网电压合成矢量定向,实现了电流有功分量和无功分量的解耦及功率因数的可调控制。对该设计方案进行了动态响应过程的试验研究。试验结果表明,系统动态响应快,性能和电流正弦度良好,谐波分量小,同时验证了该方案的可行性和正确性,为直驱式风力发电系统的进一步研究提供了可靠的理论依据。关键词:风力发电;并网逆变器;电网电压矢量定向中图分类号:TM614;TM46文献标识码:A文章编号:1000-100X (202105-0004-02The Co

5、ntrol Strategy Study of Grid -connected Inverterin Direct -driven Type Wind Power SystemZHAO Mei -hua 1,2,RUAN Yi 1,YANG Yong 1(1.Shanghai University ,Shanghai 200072,China ;2.Luoyang Institute of Science and Technology ,Luoyang 471023,China Abstract :B ased on dynamic mathematical model of the wind

6、 power grid -connected inverter ,with the space vector pulse width modulation (SVPWM method and grid voltage vector oriented.The decoupling for the current active component and re -active component is realized ,and the power factor can be adjusted.The feasibility and correctness of control strategy

7、are veri -fied by experiment.The experimental results show that the system has a fast dynamic response ,good sinusoidal current and small harmonic component.This paper provide a reliable theory for the further study to direct -driven type wind power system.Keywords :wind power generation ;grid -conn

8、ected inverter ;grid voltage vector orientedFoundation Project :Supported by Grants from the Power Electronics Science and Education Development Programof Delta Environmental &Educational Foundation (No.DRES2007002图1直驱式风力发电系统的结构根据等式(3和(4得:e d e q =u d u q -Ri d Ri q -L d d t i d i q -L-i qi d(5 经整理得

9、:u d =e d +Ri d +L d i d d t -Li qu q =e q +Ri q +L d i q d t +Li d(64网侧逆变器控制策略在以上动态数学模型的基础上,采用电网电压合成矢量定向的控制策略,将同步旋转d ,q 坐标系下面的d 轴定于电网电压合成矢量E s 上面,q 轴超前d 轴90,即:e d =E s ,e q =0。 图2示出忽略R 的空间矢量图。U s 为网侧逆变器输出电压合成矢量;I s 为网侧逆变器输出电流合成矢量;U L 为电感电压合成矢量;为功率因数角。E s 与轴的交角=乙dt 。 将ed =E s ,e q =0代入式(6整理得:u d =e

10、d +Ri d +L d i d d t -Li q u q =Ri q +L d i q -Li d(7由式(7得到并网逆变器在电网电压合成矢量定向下的数学模型,d ,q 轴电流分量仍然存在交叉耦合,为了实现d ,q 轴电流分量的解耦控制,达到有功功率和无功功率的解耦控制,令:u d =u d -E s +Li q ,u q =u q -Li d(8则有:Ri d +L d i d =u d ,Ri q +L d i q =u q (9从而实现了电流有功分量i d 和电流无功分量i q的解耦控制。为了使得输出电流能够尽快的跟踪给定电流,将检测到的电流施行3/2变换和旋转变换,得到按电网电压合

11、成矢量定向下的电流分量i d ,i q 采用电流PI 调节器实现闭环控制,电流调节器的输出为逆变侧输出电压的给定值u d *和u q *,再经过SVPWM 控制逆变器输出三相电压。根据式(8得网侧逆变器的d ,q 轴电压给定为:u d *=u d +E s -Li q ,u q *=u q +Li d(10E s 定向的网侧逆变器的电流控制结构如图3所示。当i d 为正,i d 为零时,功率因数为1,并网逆变器仅向电网发送有功功率;当i d 为正,i d 为负时,并网逆变器同时向电网发送有功功率,并且向电网实现无功功率补偿,改变i d 和i q 可以控制向电网输出的能量大小和功率因数4。5并网

12、逆变器实验平台及实验结果5.1实验系统平台的搭建为验证所提出控制策略的可行性和并网逆变器的实际性能,搭建了如图4所示的基于DSP 芯片(XC167CI 的单套电枢并网实验平台5。整个系统由三相二极管整流桥、三相PWM 逆变器、电压和电流检测以及保护电路等组成。IGBT 的开关频率设置为10kHz ,死区时间设置为3s 。并网逆变器控制系统中软件锁相环、3s/2s 变换、2s/2r 旋转变换、2r/2s 逆变换、电流PI 调节器、电压空间矢量模块、虚拟磁链观测器等算法由高性能的16位DSP 芯片XC167CI 来完成。电流给定值通过CAN 通讯,由上位机给定。由于多重电枢混合励磁风力发电机尚未在

13、实验中应用,暂用电网加调压器代替风力发电机来完成实验。5.2实验结果及分析实验参数为:直流母线电压U DC =537V ,电网相电压有效值E =173V ,交流侧滤波电感L =20mH ,电网基波角频率f =50Hz ,PWM 开关周期T =100s 。为考察该控制系统的启动特性、功率因数控制特性、i d ,i q 两个PI 闭环的控制性能,实验通过同时输出电网相电压的值和相电流的值,利用示波器进行观测。图5a 示出电流给定为i d *=8A ,i q *=0时系统启动时a 相电流和电压响应图。可见,单位功率因数控制时系统启动响应快,电流正弦度好。图5b 为系统从i d *=8A ,i q *

14、=0,到i d *=4A ,i q *=0时的电流响应图。可见,系统的电流控制响应好,并网能量的控制好。图5c 为系统从单位功率因数控制即i d *=6A ,(下转第19页图2空间矢量图(上接第5页i q *=0时的只向电网发送有功功率到i d *=6A ,i q *=-5A 时向电网发送有功功率又向电网补偿无功功率时的电压、电流波形图可见,系统的电流有功分量和无功分量能很好地解耦控制,使并网系统很好地工作在上述两种状态下。实验结果表明,电流启动响应快,能够在一个工频周期内达到所要求的功率因数控制。电流有功分量给定增大时即并网能量增大时,电流响应好。系统能够很好地实现电流有功分量和电流无功分量

15、的解耦控制。总体而言,系统单套电枢并网逆变运行时有着良好的静、动态性能,电流正弦度好,谐波分量小,功率因数控制好。6结论在风力发电网侧逆变器动态数学模型基础上,采用SVPWM 控制方式和电网电压合成矢量定向控制策略,实现了电流有功分量和电流无功分量的解耦和功率因数的可调控制。实验结果表明,该方案完全可行,系统动态响应快,性能良好,电流正弦度良好,谐波分量小。参考文献1Katsumi Nishida ,Tarek Ahmed ,Mutsuo Nakaoka.A Novel Current Control System Using PLL Circuit For Interior Per -man

16、ent Magnet Synchronous GeneratorA.Power Electron -ics Specialists ConferenceC.2007:4717-4722.2Mohamed YARI ,El -Saadany E F.Robust High Bandwidth Discrete -time Predictive Current Control with Predictive In -ternal Model -A Unified Approach for Voltage -Source PWMConvertersJ.IEEE Trans.on Power Elec

17、tronics ,2007,23(1:126-136.3黄苏融,张琪,谢国栋,等.多重电枢混合励直驱式风力发电系统中国发明专利申请S.2007.4YANG Yong ,RUAN Yi .Grid -connected Inverter for Wind Pow -er Generation SystemJ.Journal of Shanghai University ,2021,13(1:51-56.5沈欢庆,阮毅,汤燕燕,等.基于XC167CI 的风力发电并网系统A.台达电力电子新技术研讨会议论文集C.2021.图5 实验波形5结论由图5可见,VT 1实现零电压开通,基本实现了零电压关断;辅

18、助开关管VT 2实现零电流开通,近似零电压关断;推挽管VT 3完全实现零电压开通与零电流关断的波形。由于变压器漏感的存在,从VT 4关断到VT 3导通前,漏感中的能量将通过VT 3的体二极管续流,因此VT 3在开通前有一个反向电流,与理想波形略有不同。提出了一种新的应用到混合动力汽车上的双向软开关DC/DC 变换器,该变换器实现了主要开关管的零电压零电流动作,同时由于采用了两级式电路结构,使得升压变换由前级Boost 电路和后级推挽电路共同完成,一定程度上解决了开关管承受电压应力过高和变压器匝比过大问题。采用此技术提高了系统的开关频率,降低了变换器的损耗,大幅提高了变换器的效率,最高效率可达9

19、3.6%。参考文献1胡庆波,吕征宇,郑继文.混合动力电动汽车中主要技术的发展状况J.变频器世界,2007,13(12:38-43.2曹磊,张承宁,孙逢春.基于DSP 的混合动力车辆综合控制系统设计J.微计算机信息,2007,9(2:176-179.3张方华,严仰光.变压器匝比不同的正反激组合式双向DC/DC 变换器J.中国电机工程学报,2005,25(14:57-61.4张方华,严仰光.推挽正激移相式双向DC/DC 变换器J.电工技术学报,2004,19(12:59-64.5H Tao ,A Kotsopoulos.Multi -Input Bidirectional DC/DC Con -v

20、erter Combining DC -Link and Magnetic -Coupling for Fuel Cell SystemsC.IAS ,2005:2021-2028.6Zhu L.A Novel Soft -commutating Isolated Boost Full -bridgeZVS -PWM DC/DC Convertr for Bidirectional High Power Ap -plications Power ElectronicsJ.IEEE Trans.on 2006,21(2:422-429.图5 实验波形!一种用于混合动力汽车的新型变换器19第28卷

21、第12期中国电机工程学报V ol.28 No.12 Apr.25, 2021开关磁阻电机减振降噪和低转矩脉动控制策略孙剑波,詹琼华,王双红,马志源(华中科技大学电气与电子工程学院,湖北省武汉市430074Control Strategy of Switched Reluctance Motor to Restrain Vibration,Acoustic Noise and Torque RippleSUN Jian-bo, ZHAN Qiong-hua, WANG Shuang-hong, MA Zhi-yuan(School of Electrical and Electronics En

22、gineering, Huazhong University of Science and Technology,Wuhan 430074, Hubei Province, ChinaABSTRACT: The problems of vibration noise and torque ripple limit the application of switched reluctance motors (SRM. Previously various efforts for solving problems in these two aspects are isolative. A nove

23、l control strategy that can decrease the vibration and the torque ripple simultaneously is presented, by introducing the two-step and three-step commutation methods into the direct instantaneous torque control (DITC. The vibrations can be effectively suppressed under various operation modes, includi

24、ng chopping control and single pulse control, by adopting the novel control strategy. Furthermore, the novel control strategy minimizes the torque ripple under the torque chopping control. The design of time parameters of the three-step commutation method is also proposed. The experimental results v

25、erify the validity of the novel control strategy.KEY WORDS: switched reluctance motor; vibration; acoustic noise; torque ripple摘要:开关磁阻电机的振动噪声和转矩脉动问题制约了其推广应用,先前这2个方面的研究都彼此孤立。该文通过将2步和3步换相法引入直接瞬时转矩控制,提出了一种能同时减振降噪和减小转矩脉动的新控制策略。采用新的控制策略,在斩波控制和单脉冲控制下,振动都可得到有效抑止,且新控制策略可在转矩斩波控制下减小转矩脉动。该文还提出了3步换相法的时间参数设计方法。实

26、验结果验证了新控制策略的有效性。关键词:开关磁阻电机;振动;噪声;转矩脉动0 引言开关磁阻电机(switched reluctance motor, SRM具有结构简单、成本低、鲁棒性、免维护等一系列优点,甚至可以缺相运行1-2。但是由于SRM的双凸极结构和很强的磁场非线性使噪声和转矩脉动问题较其它传统电机更加严重。通过测量一台SRM附近的噪声发现:噪声与径向力引起的定子径向振动直接有关3。近年来许多文献报道减小SRM定子径向振动的方法来降低噪声,如2步换相法4-8和3步换相法9,文献10-14对SRM的定子振动特性进行了分析。转矩脉动可以通过控制技术在比较宽的运行范围内得到减小,这些控制方法

27、可分为离线15-17和在线18-19电流波形计算以及电流分配控制器。只有很少文献讨论了直接瞬时转矩控制(direct instantaneous torque control, DITC20-22。在DITC中,使用转矩闭环控制取代电流闭环控制。尽管在降低噪声和减小转矩脉动这2个方面已有许多方法提出,但无一种方法可同时减小这两者。绝大多数方法都受制于一定条件。本文在已有的各种降噪和低转矩脉动控制方法的基础上,提出了一种能同时减振降噪和减小转矩脉动的新控制策略。1 低转矩脉动控制策略DITC22中包含数字式转矩滞环控制器,它通过结合开关角信号和给定与参考转矩比较信号而产生逆变器开关信号,根据实际

28、转矩与参考转矩的偏差,给电机相绕组施加正电压、零压或者负电压。开关状态S=1表示每相桥臂的2个主开关器件开通,正的直流母线电压+U s施加在电机相绕组两端,如图1所示。开关状态S=0表示每相桥臂的2个主开关器件只有一个开通,另一个关断,电机相绕组通过二极管自然续流,电机相电压为0,如图2所示。开关状态S=1表示每相桥臂的2个主开关器件都关断,电机相绕组通过2个二极管续流,电机相电第12期 孙剑波等:开关磁阻电机减振降噪和低转矩脉动控制策略 135压为U s ,如图3所示,直至续流结束,该相绕组就处在非工作状态,此时开关状态S =X 。在DITC 控制策略中,一相的导通(如N 相可以分为4个区间

29、:I 、II 、III 和IV ,如图4所示。S 1 S 2相绕组U s+_图1 开关状态S =1 Fig. 1 Switching state S = 1S 1 S 2相绕组U s+_图2 开关状态S =0 Fig. 2 Switching state S =0S 1 S 2相绕组U s+_图3 开关状态S =1 Fig. 3 Switching state S =1N 1相N 相 N +1相I II IIIIV图4 导通区间的划分(以N 相为例Fig. 4 Region division for DITC在区间I 中,称N 1相为上一相,而称N 相为下一相。上一相尚未关断,下一相就已经开通

30、。总的合成转矩T total 由上一相和下一相共同调节。当下一相可以独立调节T total 时,下一相使用两电平转矩控制策略,如图5所示,而上一相进入自然续流状态,即S =0。当下一相不能独立调节T total 时,上一相将使用三电平转矩控制策略,如图6所示,以帮助下一相调节T total 。具体来讲,当下一相不足以产生要求的转矩时,上一相的开关状态S 由0变为1;当T total 超过了所要求的转矩值时,上一相的开关状态S 由0变为1。在区间II 中, N 1相开始关断。T total 由N 相单独调节。N 1相采用单电平转矩控制策略,如图7所示。N 相采用两电平转矩控制策略,如图5所示。如

31、果T total 小于所要求的转矩,则N 相的开关状态S 由0变为1。如果T total 大于所要求的转矩,则N 相的开关状态S 由1变为0。在区间III 中, N 相成了上一相,N +1相成了下一相。其转矩调节和前面区间I 中的分析一样。在区间IV 中,N 相开始关断。T total 由N +1相独立调节,其转矩调节和前面区间II 中的分析一样。这样,总的合成转矩得到控制,总在所要求转矩值附近的一个滞环带中变化,因而转矩脉动得到减小。T ref T totalSST err1 0 +_图5 两电平转矩控制策略Fig. 5 Torque control scheme of two-level

32、voltageT ref T totalSST err1 01 +_图6 三电平转矩控制策略Fig. 6 Torque control scheme of three-level voltageT ref T totalSST err1 X +_图7 单电平转矩控制策略Fig. 7 Torque control scheme of one-level voltage2 减振降噪控制策略2步换相法首先由Wu CY 和Pollock 提出4,它将传统换相的一步电平突变(由+U s 变为U s 分为2步进行,从而达到减小电机定子振动的目的。第1步,相电压由+U s 变为0。在半个定子固有周期(固有频

33、率的倒数后,进行第2步相电压变化,由0变为U s 。2次电平变化所引起的振动因为互差180相位而相互抵消。文献4的作者提出了3步换相法9。它克服了2步换相法无法在不能提供零电压逆变器上使用的缺点,但是该文献没有给出3步换相法的时间参数优化设计方法。本文将阐述其时间参数的优化设计方法。文献4-9中提出的这些方法在电机运行在单脉136 中 国 电 机 工 程 学 报 第28卷冲状态时可以取得比较理想的减振降噪效果。但是当电机运行在电流斩波状态时,减振效果并不理想。文献6提出了一种改进的2步换相法,用以减小电流斩波状态时换相时刻以后的振动。但是笔者通过实验发现,在电流斩波期间的振动已经比较严重。同样

34、,在转矩斩波期间的振动也非常严重。改进的2步换相法仍然无法解决这些在斩波期间出现的振动。本文利用3步换相法的思想,提出了一种减小斩波期间振动的控制方法。假设t =0时刻,2步或3步换相法的第1步发生。在2步换相法中,第2步发生在t =t 0时刻,t 0=T 0/24。其中,T 0为电机定子固有频率所对应的周期。在3步换相法中,第2步和第3步分别发生在t =t 1和t =t 2时刻。本文将给出时间参数t 1和t 2的设计方法。类似于2步换相法,3步换相法的换相过程分为3步进行:(1t =0时刻进行第1步,相电压由+U s 变为U s 。由第1步所引起的振动可表示为010(e sin (t f t

35、 k tU t = (1式中:k 为幅值因子;为阻尼比;00022/f T =为固有角频率;f 0为固有频率;T 0为固有频率对应的周期;U (t 为阶跃函数。1, 0(0, 0t U t t = (2 (2t =t 1时刻进行第2步,相电压由U s 变为+U s 。由第2步引起的振动可表示为01(2021(esin (t t f t k t t U t t = (3 (3t =t 2时刻进行第3步,相电压由+U s 变为U s 。由第3步引起的振动可表示为02(3022(esin (t t f t k t t U t t = (4当t t 2时,总的合成振动为001(001(e sin e

36、sin (t t t f t k t k t t =+02(02esin (t t k t t (5从式(5可以看出,3步换相法的减振效果的好坏直接与时间参数t 1和t 2的取值有关。因为振动系统的阻尼比通常都比较小,可以假设=0,则式(5可以简化为00102(sin sin (sin (f t k t k t t k t t =+ (6式(6还可进一步写为1212000(sin 2cos (sin 22t t t tf t k t t +=+(7 如果令1200121sin 22( 22t t t t =+= (8则式(7的值为零。由式(8,可以得到:1201202622t t t t =+

37、=(9 因此0010002=(10 但是,文献9给出的3步换相法时间参数公式为1 3/207/20t T t T = (11 为了比较式(10与式(11的减振效果,进行了仿真。仿真的条件为k =1,0 =27 000 rad/s 和=0.01。仿真结果如图8所示。图中,虚线表示使用减振方法前的振动加速度波形;点划线表示使用式(11的时间参数3步换相法后的振动加速度波形;实线表示使用式(10的时间参数3步换相法后的振动加速度波形。可以看出,本文提出的3步换相法时间参数优化取值比文献9的取值减振效果好。t /ms a /(m /s 2图 8 减振效果比较(=0.01Fig. 8 Effect of

38、 vibration reduction (=0.013 综合控制策略通过恰当地将2步和3步换相法引入DITC 中,可以形成一种既可以减振降噪,又可以减小转矩脉动的新型控制策略。为了减小斩波期间的振动,在每次转矩斩波之后触发一次3步换相法。3步换相法的电平跳跃幅度与之前的转矩斩波电平跳跃幅值相同。因此,每次转矩斩波所引起的振动都被其后紧跟的3步换相法削弱。另外,在换相时刻,根据关断第12期孙剑波等:开关磁阻电机减振降噪和低转矩脉动控制策略 137相的实际电平来决定所采用的减振方法。具体来讲,在换相时刻,当关断相的电压为+U s 时,采用2步换相法减振,第1步,相电压由+U s 变为0,第2步,

39、相电压由0变为U s ;当关断相电压为0时,采用3步换相法减振,第1步,相电压由0变为U s ,第2步,相电压由U s 变为0,第3步,相电压由0变为U s ;当关断相的电压为U s 时,则关断相保持U s 直至电流减为0。控制频率f c 的设计可由图9来表示。首先假设每次控制周期T c (1/f c 中都有一次开关动作。由前面的分析,每一次开关动作都会触发一次3步换相法。前一次转矩斩波所引起的3步换相法的第3步开关动作与后一次的转矩斩波之间的时间间隔t tol 必须大于开关管最高工作频率所对应周期的一半。由图9可得到如下关系:c tol 3T T t =+ (12 式中:T c 为控制周期,

40、T c =1/f c ;T 0为固有频率对应的周期;t tol 为2次开关动作之间的时间间隔。 图 9 控制频率f c 的设计Fig. 9 Design of control frequency f c如果开关管的最高工作频率为25 kHz ,则2次开关动作的最小时间间隔为20 s 。同时考虑一定的裕度,如20 s ,可以得到如下关系:tol 2 40t += (13因此0c 6c 031140103f f T f =+ (14 式中:f c 为控制频率,Hz ;f 0为固有频率;f 0=1/T 0。 以实验样机为例,f 0=6 488 Hz ,因此c 03140103f f f =+ 636

41、48810 9441401036488+ (15控制频率f c 可以选择为10 kHz 以满足式(15。4 实验结果以一台三相12/8极SRM 驱动系统为实验平台。所提出的控制策略在TI 公司的TMS320LF2407 DSP 控制板上得以实现。直流母线电压为30 V 。电机运行速度为800 r/min 。图10是传统电流斩波控制方式下的实验结果。从图10(a可以看出,在斩波期间存在着较大的振动,它是由斩波时的开关动作引起的。图10(b显示在传统电流斩波控制方式下,转矩脉动比较严重。图11是文献22提出的DITC 控制方式下的实验结果。从图11(a可以看出,在瞬时转矩控制方式下,电流波形不再是

42、方波。在斩波期间,斩波开关动作会引起一些比较大的振动。文献4-9提出的各种减振方法都是针对换相时刻振动的,不能减小在斩波期间出现的振动。图11(b显示,采用了DITC 后,转矩脉动得到减小。图12是新控制策略下的实验结果。比较图11(a和图12(a,可以看出相电流波形几乎一样,而新控制策略下的振动比DITC 下的振动小。比较图11(b和图12(b,可以发现新控制策 t (1 ms/格t (5 ms/格a (5 000 (m /s 2/格 i (25 A /格T (0.862 (N m /格ai(a 相电流和振动加速度 (b 瞬时合成转矩图10 传统电流斩波控制Fig. 10 Tradition

43、al current chopping controlt (2.5 ms/格t (5 ms/格a (5 000 (m /s 2/格 i (25 A /格T ( 0.862 (N m /格ai(a 相电流和振动加速度 (b 瞬时合成转矩图 11 直接瞬时转矩控制(DITC Fig. 11 Previous DITCt (2.5 ms/格t (5 ms/格a (5 000 (m /s 2/格 i (25 A /格T (0.862 (N m /格ai(a 相电流和振动加速度 (b 瞬时合成转矩图 12 新控制策略Fig. 12 Novel control strategy138 中国电机工程学报第2

44、8卷略下的转矩脉动较DITC方式下的转矩脉动有一点增大。比较图10(b和图12(b,可以看出新控制策略下的转矩脉动还是较传统电流斩波方式下的转矩脉动小很多。因此,新控制策略可以在减小转矩脉动的同时减小振动。5 结论较大的振动噪声和转矩脉动是SRM的主要缺点。先前各种针对改善这两大缺点的方法都彼此孤立。本文通过恰当地将2步、3步换相法引入到直接瞬时转矩控制方法中,提出一种能同时减小转矩脉动和振动的控制策略。采用新的控制策略,不论电机运行在单脉冲状态还是斩波状态,振动都可以在很大程度上被抑止。而且新控制策略在转矩斩波运行方式下减小了转矩脉动。同时本文还给出了3步换相法的时间参数优化设计方法。实验结

45、果验证了新控制策略的有效性。参考文献1 詹琼华.开关磁阻电动机M.第1版.武汉:华中理工大学出版社,1992.2 Materu P N,Krishnan R.Steady-state analysis of the variable-speedswitched-reluctance motor driveJ.IEEE Transactions on Industrial Electronics,1989,36(4:523-529.3 Cameron D E,Lang J H,Umans S D.The origin and reduction ofacoustic noise in doubl

46、y salient variable-reluctance motorsJ. IEEE Transactions on Industry Applications,1992,28(6:1250-1255. 4 Wu CY,Pollock C.Time domain analysis of vibration and acoustic5 Wu C Y,Pollock C.Analysis and reduction of vibration and acousticnoise in the switched reluctance driveJ.IEEE Trans.on Industry App

47、lications,1995,31(1:91-98.6 Michaelides A,Pollock C.Reduction of noise and vibration in switchedreluctance motors:new aspectsC.Thirty-First IAS Annual Meeting Industry Applications Conference,San Diego,CA,1996.7 王宏华.基于两步换相控制策略的SR电机直接数字控制系统设计J.中国电机工程学报,2001,21(7:18-21.Wang Honghua.Direct digital cont

48、rol of switched reluctance motor based on the new commutation strategJ.Proceedings of the CSEE, 2001,21(7:18-21(in Chinese.8 王宏华,陈永校,许大中,等.开关磁阻调速电机定子振动抑制J.电工技术学报,1998,13(3:9-12.Wang Honghua,Chen Yongxiao,Xu Dazhong,et al.The reduction of vibration in the switched reluctance driveJ.Transactions of Ch

49、ina Electrotechnical Society,1998,13(3:9-12(in Chinese.9 Pollock C,Wu Chiyao.Acoustic noise cancellation techniques forswitched reluctance drivesJ.IEEE Transactions on Industry Applications,1997,33(2:477-484.10 吴建华,陈永校,王宏华.开关磁阻电机定子固有频率的计算J.中国电机工程学报,1997,17(5:326-329.Wu Jianhua,Chen Yongxiao,Wang Hon

50、ghua.Calculation of natural frequencies of stators for switched reluctance motors J. Proceedings of the CSEE,1997,17(5:326-329(in Chinese .11 Tang Zhangjun,Pillay P,Omekanda A M,et al.Youngs modulus forlaminated machine structures with particular reference to switched reluctance motor vibrationsJ.IE

51、EE Transactions on Industry Applications,2004,40(3:748- 754.12 吴建华.基于物理模型开关磁阻电机定子模态和固有频率的研究J.中国电机工程学报,2004,24(8:109-114.Wu Jianhua.Study on the stator mode shapes and natural frequencies of switched reluctance motor based on real structural modelJ.Proceedings of the CSEE,2004,24(8:109-114(in Chinese

52、. 13 王宏华,王治平,江泉.开关型磁阻电动机固有频率解析计算J.中国电机工程学报,2005,25(12:133-137.Wang Honghua,Wang Zhiping,Jiang Quan.Analytical calculating of natural frequencies of stators of switched reluctance motor based on electromechanical analogy method J.Proceedings of the CSEE,2005,25(12:133-137(in Chinese.14 孙剑波,詹琼华,黄进.开关磁

53、阻电机的定子振动模态分析J.中国电机工程学报,2005,25(22:148-152.Sun Jianbo,Zhan Qionghua,Huang Jin.Modal analysis of stator vibration for switched reluctance motors J.Proceedings of the CSEE, 2005,25(22:148-152 (in Chinese.15 Ilic-Spong M,Marino R,Peresada S,et al.Feedbacklinearizing controlof switched reluctance motors

54、J.IEEE Trans.Automatic Control,1987,32(5:371-379.16 Schramm D S,Williams B W,Green T C.Torque ripple reduction ofswitched reluctance motors by phase current optimal profilingC.IEEE PESC92,Toledo,Spain,1992.17 Wallace R S,Taylor D G.A balanced commutator for switchedreluctance motor to reduce torque

55、rippleJ.IEEE Trans.on Power Electronics,1992,7(4:617-626.18 Husain I,Eshani M.Torque ripple minimization in switched reluctancemotor drives by PWM current control C.IEEE PESC94,Orland, FL,1994.19 Bassily E,Hallouda M.A fuzzy tracking current controller for torqueripple optimization of switched reluc

56、tance motorsC.ICEM98,Istanbul,Turkey,1998.20 Moreira JC.Torque ripple minimization in switched reluctance motorvia bi-cubic spline interpolationC.IEEE PESC92,Toledo,1992.21 Cheok A D,Hoon P H.A new torque control method for switchedreluctance motor drivesC.IEEE IECON,Nagoya,Japan,2000.22Inderka R B,

57、De Doncker R W A A.DITC-direct instantaneous torquecontrol of switched reluctance drivesJ.IEEE Transactions on Industry Applications,2003,39(4:1046-1051.收稿日期:2007-12-07。作者简介:孙剑波(1976,男,博士,讲师,研究领域为开关磁阻电机驱动系统,电磁装置设计,sjb_sjbtom ;詹琼华(1938,女,教授,博士生导师,研究领域为开关磁阻电机驱动系统,新型特种电机。(责任编辑王剑乔 收稿日期:2021-01-22作者简介:赵兴

58、勇(1965,男,山西太原人,博士,教授,硕士生导师,从事电力系统稳定与控制、先进能源发电及智能电网方low voltage ride -through 的定量标准。经过多年的研究和实践,我国即将有正式的规则出台。直驱永磁同步发电机组具有较好的低电压穿越能力,代表了风力发电机的发展方向。因此,研究直驱永磁同步风力发电机组低电压穿越具有重要的现实意义。文献2提出利用耗能电阻或储能系统实现低电压穿越;文献3提出利用与网侧直接相连的HVDC-link 来提高风电机组的低电压穿越能力;文献4提出结合桨距角控制改善机组的低电压穿越特性;文献5提出通过控制直流侧过电压和逆变侧过电流提高风电机组的低电压穿越

59、能力;文献6通过网侧变频器改善风电机组的低电压穿越能力。上述文献大多是从某一角度提出改善风电机组低电压穿越能力的措施。本文提出将保持直流链电压稳定与桨距角控制相结合的综合控制策略,提高直驱永磁同步风电机组(direct -driven wind turbine unit withpermanent magnet synchronous generator,DDPMSG 低电压穿越能力。利用PSCAD/EMTDC 对直驱永磁同步风力vector pulse width modulation 变流器并入电网,发电机与电网不存在直接耦合。风电机组注入电网的有功功率P e 如式(1所示7:P e =u

60、 d i d +u q i q (1式中:u d 、u q 和i d 、i q 分别为变流器电网侧电压与电流在d 、q 轴上的分量。为了便于分析,取电网电压方向与q 轴一致,即u d =0,则式(1可简化为式(2:P e =u q i q (2假定网侧变流器工作于单位功率因数状态且已经达到额定电流,i q 达到限定值。当电网电压跌落时,注入电网的有功功率随电压跌落幅度正比减少。由于机侧变流器与电网解耦,发电机的输出功率基本不变,导致直流侧功率不平衡,引起直流链(DC-link 电压升高8,威胁变流器电力电子器件的安全。当变流器直流侧电压在一定范围内波动时,电机侧变流器均可保持可控性,通过减少发

61、电机输出功率,就可保持直流侧功率平衡,限制直流电压升高,实现低电压穿越。别为发电机定子电压在d、q轴上的分量;为发电机电角速度;为永磁体磁链。图2是机侧变流器控制框图(MPPT:最大功率跟踪。机侧变流器控制旨在保持直流链电压恒定,可实现DDPMSG最大风能的跟踪捕捉。电网电压正常时,通过控制指令控制发电机输出的有功功率,使风力机实现最大功率追踪。当电网发生故障,引起网时网侧变流器按电流内环控制的方法,即故障过程中,d轴电流给定分量id*设定为反映发电机输出有功功率的前馈量。在电压跌落时,根据发电机定子功率的变化及时调节电网侧变流器的d轴电流,可最大限度地减小直流链电压的波动,有效控制直流链电压

62、的变化。图1桨距角控制器Fig.1Pitch angle controller图2机侧变流器控制Fig.2Diagram of generator-side controller图3网侧变流器控制Fig.3Diagram of grid-side controller第44卷中国电力新能源图4机侧有功功率Fig.4Generator -side active power图6直流链电压Fig.6DC -link voltage 图5网侧有功功率Fig.5Grid -side active power图7桨距角控制Fig.7pitch angle control 在DC-link 电压控制过程中,当发电机转速或输出功率越限时