微波技术与天线——电磁波导行与辐射工程第二殷际杰电子

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1、 2-1 导行电磁波与导行机构传输线 导行传输是电磁波的基本传输方式之一。不同媒质的界面具有导行电磁波的作用，因此导行电磁波的机构传输线，需由不同媒质构成导引电磁波的界面。分析导行电磁波问题其核心仍然是电磁场的空间分布，但是当我们注意于波的传输方向问题时，可暂不考虑与传输方向垂直的横向场分布，这样便可用集总的电路来替代分布的场来讨论电磁波的传输。下面的图为平行双线传输线导行电磁波的示意。也可从中看出路与场的关系。22第1页/共89页23第2页/共89页24第3页/共89页 从电路的概念上说，当信源频率足够高，传输线的长度与信号波长可相比拟时，线上的电压（代表电场）和电流（代表磁场）具有明显的位

2、置效应，即线长不同位置处的电压（和电流）幅值和相位将为不同,u(t)和i(t)应写为u(t,z)和i(t,z)。1/电报方程正弦时变条件下的解 令传输线始端接有信号源，终端接负载。线上位置坐标原点定为始端。传输线的一微小段z各元件为z段长传输线分布电路参量（线单位长度的电感L0，电容C0，电阻R0及漏电导G0）的集总表示。根据电路定律可写出z端口上的电压、电流关系：25第4页/共89页26第5页/共89页 上式可整理为：两端同除以z，并求z0的极限，得27第6页/共89页 这组含有一维空间变量z和时间变量t的微分方程称为传输线方程，也叫做电报方程，因为传输线分布电路参量效应最早是见之于有线电报

3、技术中。显然作为方程中的参量R0,L0,G0和C0应为常数，这就要求传输线的结构必须均匀，这也是传输信号的传输线所要求的。令信源角频率为，线上的电压、电流皆为正弦时变规律，这样具有普遍性意义，因为我们不能针对每一种具体信号去求解方程式。u(z,t)与i(z,t)的时变规律已经设定为正弦律，则28第7页/共89页那么并令则得到 29第8页/共89页把式化为只含一个待求函数的方程。这是一组与理想介质中均匀平面电磁波场分量方程结构完全相似的一维齐次波动方程。令，解式为式中积分常数A1,A2,B1,B2须由传输线始端或终端的电压、电流值，即边界值来确定。210第9页/共89页这样待定积分常数只有A1,

4、A2两个，方程的解式为其中 与Z0分别称为传输线的传播常数和波阻抗，是传输线的两个重要参量 在工程实际中往往是已知传输线的终端（负载端）的电压、电流值，当传输线长为l时，zl,且,ZL为传输线终端所接负载阻抗。将 代入211第10页/共89页传输线上任意位置的电压、电流表达式写成双曲函数形式的表达式为212第11页/共89页以及 工程计算中位置坐标方向指向信源端，并以传输线负载端为坐标原点更为方便。为此只需取新的坐标变量dl-z，并代入，则 213第12页/共89页2/对方程解式的讨论传输线上的波 传输线的传播常数通常为复数，即 =+j，其实部称为衰减常数，虚部称为相移常数。为方便分析而假定式

5、中Z0,ZL都为纯阻，代入 =+j，相应的瞬时值表达式214第13页/共89页 上两式中右端第一项显然是由信源端向负载端（d减小）传播的幅值按指数律减小的波，称为电压入射波ui(d,t)和电流入射波ii(d,t)，它们的相位越向负载越滞后。而两式右端第二项则是由负载端向信源端传播的波，越向信源波的幅值按指数律减小相位越滞后，称为反射波电压ur(d,t)和反射波电流ir(d,t)。这就是说，接有负载的传输线在时变信源激励下，传输线上的电压、电流呈现波动过程。传输线上任意点处的电压，都是这一点上入射波电压与反射波电压的叠加；传输线上任意点处的电流，也是该点处入射波电流与反射波电流的叠加。215第1

6、4页/共89页 波的相位为某确定值的点（或等相位面）向前推进的速度称为波的相速度，记做vp。相速度是表征波的传播特性的重要参量之一。我们在讨论理想介质中的均匀平面电磁波时，已经导出波的相速度与波的相移常数之间的关系波的相移常数，是波传播方向上单位距离的相位滞后量。可见传输线上波的相移常数，决定于传输线的分布电路参量及所传输信号的角频率。而且相移常数与角频率的关系很复杂，因此波的相速度vp与角频率的关系也很复杂。216第15页/共89页 波在一周期T内，其相位为确定值的点（或等相位面）沿波传播方向移动的距离定义为相波长（简称为波长），记做p。相波长也是表征波的传播特性的重要参量。按其定义 线无损

7、耗，即传输线的R0=0,G0=0，这显然是实际上不可能存在的理想化条件。但通常传输线都是由良导体制成的，而且所用介质的高频损耗也很小，这样R0 L0，G0 C0是可以满足的，也就是说是很接近理想情况的。这里需要指出的是，我们分析工程问题经常要把实际问题理想化，这不仅仅是一种处理问题的方法，实质上是一种突出主要矛盾的科学观念。因为在分析处理工程问题时，很多情况下不能苛求纯数学那样的严密。217第16页/共89页在R0=0,G0=0的条件下即传输线的衰减常数为零，线上的入射波和反射波都是幅值不衰减的波。传输线的波阻抗Z0为实数，即为纯阻。这样218第17页/共89页双曲函数表述形式变为三角函数表述

8、形式，即此时波的相速度 所以均匀无损耗传输线无频率失真，即为无色散系统。那么对于 =+j的一般情况，衰减常数及相移常数与频率关系复杂，是色散系统。219第18页/共89页线上任一位置处的输入阻抗当传输线终端接有负载ZL时，线上任一位置处的电压与电流İ(d)之比，定义为该位置处传输线的输入阻抗，记做Zin(d)。对于均匀无损耗传输线 而对于有损耗的均匀传输线 输入阻抗Zin(d)是表征传输线工作状况的一个重要参量。传输线的输入阻抗Zin(d)不仅与其负载ZL和传输线波阻抗Z0有关，而且与位置d有关，这是与低频时不同的概念。220第19页/共89页解：运用无耗传输线输入阻抗计算公式 例2-1 均匀

9、无损耗传输线的波阻抗Z0=75，终端接50纯阻负载，求距负载端p/4、p/2位置处的输入阻抗。若信源频率分别为50MHz,100MHz，求计算输入阻抗点的具体位置。当距离为p/4时，则 当距离为p/2时，则 221第20页/共89页信源频率f2=100MHz时，传输线上的相波长为则传输线上距负载端0.75m处，Zin=112.5；距负载端1.5m处，Zin=50。由此算例可知，称为四分之一波长线的阻抗变换性和二分之一波长线的阻抗重复性，是无损耗传输线的一个重要特性。信源频率f1=50MHz时，传输线上的相波长为则传输线上距负载端1.5m处，Zin=112.5；距负载端3m处，Zin=50。22

10、2第21页/共89页匹配时的传输线传输线上任一位置处的电压、电流 İ(d)可简化为 当负载阻抗ZL=Z0时，传输线上反射波电压 和反射波电流İr(d)均为零，传输线上只存在入射波电压 及入射波电流İi(d)。这种情况称为传输线与负载匹配，其条件就是ZL=Z0。显然传输线的匹配与低频电路的匹配概念不同。传输线与其终端负载匹配时，线上任一位置处的输入阻抗 223第22页/共89页即Zin(d)与位置d无关，恒等于负载ZL或传输线的波阻抗Z0，这是匹配状态时传输线的重要性质之一。同时我们还看到，传输线的波阻抗Z0等于传输线同一位置处的入射波电压 与入射波电流İi(d)之比，即这个结果与传输线匹配与否

11、无关。入射波电压 与传输线两导体间的电位差相关，或者说与双线导体间电场相关；入射波电流İi(d)则与线外空间的磁场相关。因此可以说传输线的波阻抗与我们讨论过的均匀平面电磁波的波阻抗概念和含义是相通的。波阻抗无论对于导行电磁波（虽然我们这里使用的是电压、电流）还是自由空间中传播的电磁波，都是一个非常重要的概念和参量。224第23页/共89页 当传输线与其终端所接负载匹配时，线上任一位置处向负载方向传送的功率为就是说在传输线匹配状态下，线上任一位置处向负载方向传送的功率Pd，都等于入射功率Pi。那么当传输线与其终端所接负载不匹配时，Pd Pi，其原因是由于有反射波 ,İr(d)存在，这一问题在后面

12、再做深入讨论。225第24页/共89页低频时的传输线 传输线都是用良导体制作的，低频时趋表效应不明显，而且线间介质损耗也可不计，因此低频时可认为R0=0,G0=0。传输线的单位线长电感L0及单位线长电容C0都是数值很小的参量，前面我们计算过50Hz频率时相应的L0及C0值，它们与电路集总元件参数相比较是完全可以忽略不计的，即可令L00,C00。这样，=+j0。那么 这就完全是一般电路的概念，此时的传输线就是无损耗、无相移（也就是无时延）的理想连接导线，或者说此时的传输线显现不出波动性。226第25页/共89页2-2 无耗均匀传输线的工作状态及其表征量 传输线导行电磁波若出现反射波时，一部分信号

13、能量将返回信源，而且反射波的存在将使信号波形变坏。因此电磁波导行传输，传输线上有无反射波，或反射波相对于入射波的大小，是十分重要的问题。1/反射系数227定义终端接有负载ZL的传输线上任意位置d处的反射波电压 与入射波电压 之比为电压反射系数，用以表示传输线上反射波的大小。可得电压反射系数(d)的表达式 第26页/共89页 电压反射系数(d)是一复数，可以表示于复平面u+jv上。如图所示，(d)的模值 等于线上同一位置处反射波电压与入射波电压的幅值之比，无论从表达式还是从物理意义上解释，(d)都不可能大于1，因此复平面中只有单位圆及其以内区域才有意义。对于无耗均匀传输线，电压反射系数的模值唯一

14、地由负载ZL和传输线的波阻抗Z0所决定。电压反射系数(d)的辐角记为228第27页/共89页 其中是d=0处即负载位置处的电压反射系数辐角，也就是复数 的辐角。这样就很容易在表示(d)的复平面上，由(d)和L找到负载点，如图中的M点。229第28页/共89页 当在传输线上由负载点M向信源方向移动位置时，即d由O开始增大，(d)保持不变而减小，在复平面上由点M开始在以OM为半径的圆上顺时针移动。在复平面上转过的角度与传输线上移动的距离d 之间的关系是 因为传输线上电流的入射波İi(d)和反射波İr(d)，可以用电压的入射波 和反射波 表示，所以我们不再定义电流反射系数以免造成混乱。这样可把电压反

15、射系数简称为反射系数。230第29页/共89页定义了电压反射系数(d)后，231那么传输线上任一位置处的输入阻抗Zin(d)也可用(d)来表示 最后我们再分析一下传输线上任一位置d处向负载方向传送的功率Pd与电压反射系数(d)的关系。根据正弦交流电路中平均功率的算法第30页/共89页232可见电压反射系数(d)直接影响到信号功率的传输。若传输线与其终端所接负载匹配，即ZL=Z0，则不难得出以下结果在(d)复平面上相当于原点o。第31页/共89页2/传输线的工作状态 接有负载阻抗ZL的传输线在正弦时变信源激励下，依线上电压反射系数(d)的有无或大小，可把传输线区别为行波、驻波和行驻波三种工作状态

16、。实现的条件是ZL=Z0，即传输线与其终端所接负载匹配。则有行波状态233第32页/共89页 行波状态是传输线的理想工作状态。此时线上无反射波，只有自信源向负载传播的电压和电流的入射波，它们是沿线幅值不变而向负载方向相位依序滞后的行进波。传输线上不同位置处的输入阻抗都一样，都等于负载阻抗或传输线的波阻抗。信源激励的信号功率完全到达负载端并被负载吸收。驻波状态 当传输线终端开路（ZL）、短路（ZL=0）或接纯电抗负载（ZL=jXL）时，传输线将呈现一种极端工作状态。上述条件即ZL=0,jXL的情况，在低频电路中是不允许或无意义的；而对于传输信号工作于高频或超高频（即微波段）的传输线来说，则是容许

17、的，至少不致造成电路故障。因为在高频或超高频段，传输线本身相当于无穷多的部分网络链接的系统。234第33页/共89页终端开路。ZL=，电压反射系数在负载点处为 入射波电压、电流在传输线终端发生全反射，在终端处反射波电压与入射波电压等幅同相位，而反射波电流与入射波电流在终端处等幅反相位。这样沿线上两等幅反方向行进的波叠加成驻波。电压、电流沿线分布的数学表达式235第34页/共89页传输线上不同位置处的输入阻抗 为纯电抗。图示为终端开路传输线沿线电压、电流幅值及输入阻抗的分布。236第35页/共89页 终端开路的传输线其输入阻抗为纯电抗，且改变线长d不仅可改变电抗值还可改变电抗极性，这是一个很可利

18、用的性质。在超短波段和微波段，常使用长度可变的开路线或短路线作为可变电抗器。由图中可以看到，在终端处是电压波腹（电流波节），由终端处沿传输线向信源方向p/4处为电压波节（电流波腹）、p/2处为电压波腹（电流波节），以此类推。因为此时传输线上每一位置处电压与电流相位差/2，即不能形成平均功率，Pd=0。终端短路。ZL=0，终端处（短路点处）电压反射系数为237第36页/共89页在传输线终端处，入射波电压、电流发生全反射，只不过与线终端开路时不同的是终端处反射波电压与入射波电压等幅反相位，反射波电流与入射波电流在终端处等幅同相位。因此终端短路的传输线终端处为电压波节电流波腹。电流、电压沿线分布的表

19、达式为输入阻抗为也是纯电抗。终端短路的传输线沿线电压、电流幅值及输入阻抗的分布如图。图中所示依然是电压波腹位置为电流波节，电压波节位置为电流波腹，电压或电流相邻的波腹波节距离为p/4，相邻两波节（或波腹）距离为p/2。238第37页/共89页 和终端开路的传输线一样，线上任一位置处的电压与电流相位差/2，因此他们不能形成平均功率，即Pd=0。终端负载为纯电抗。ZL=jXL，此时终端处的电压反射系数为239第38页/共89页其中x是阻抗Z0+jXL的辐角。由上式可知电压反射系数的模=1，这就是说终端接纯电抗负载的传输线也呈驻波状态。沿线电压、电流分布的数学表达式线上任一位置处的输入阻抗 也是纯电

20、抗。线上同一位置处的电压和电流相位差/2，因此Pd=0。传输线终端接纯电抗负载时，沿线电压、电流幅值分布与终端开路或短路时的不同之处，只是线终端处不是电压、电流的波腹或波节。240第39页/共89页行驻波状态 这是当传输线终端接一般负载ZL=RL+jXL的最普遍情况。此时线上任一点处的电压反射系数因(RLZ0)2 (RL+Z0)2，此时反射系数的模值也就是说传输线工作在部分反射的状态，介于行波（匹配，无反射）与驻波（全反射）之间，因而称为行驻波状态。电信工程实际中，无论是长途通信线路与终端机的连接，还是无线电收发机的馈线与天线之间的连接，多是这种情况。线上任一位置处传向负载的信号功率Pd也总是

21、小于信源入射的功率Pi。241第40页/共89页下面我们来分析行驻波状态下，电压幅值（电流幅值情况类似）沿传输线的分布规律。用电压反射系数(d)表示，传输线上任一点处电压 的模值为 由所得 表达式可知，因1，根式为实数。而对于无耗传输线，及 (d)均与d无关，只有=L2d与d有关，所以 沿线呈周期分布，但不是像驻波那样的正弦律分布。242第41页/共89页当=L2d=2n时（n=0,1,2,），为最大值即波腹。电压波腹的位置 当=L2d=(2n+1)时，为最小值即波节。电压波节的位置 同样，我们可以求出行驻波状态下电流幅值沿线的分布规律243第42页/共89页可见电流幅值沿线分布规律与电压幅值

22、沿线分布类似，只是电压波腹位置为电流波节，电压波节位置为电流波腹。无论是电压还是电流的波节值都不为零。为了定量说明传输线上呈现驻波的程度，定义电压驻波比（简称为驻波比）S这样一个参量，它等于电压波腹值与电压波节值之比，即 244第43页/共89页显然，电压驻波比S间接地反映了传输线上反射波的有无与大小，或者说也可以反映传输线的匹配情况。可知，即=0，就是说电压波腹出现在反射波电压与入射波电压同相位之处，这从物理意义上也解释得通。而电压波节值 ，即=，发生在反射波电压与入射波电压反相位之处，这样 那么，传输线工作在行波状态时，(d)=0,S=1，驻波状态时(d)=1,S=；行驻波状态时，01。因

23、此电压驻波比S与电压反射系数(d)都是表征传输线工作状态的参量，电压驻波比S为实数，对于无耗线它与位置无关又容易直接测量，因此在工程实际中更为方便。245第44页/共89页例2-2 图2-9为一传输线网络，其AB段、BD段长为p/4，BC段长p/2，各段传输线波阻抗均为Z0=150。传输线 端口开路，端口接纯阻负载ZL=300。求传输线 端口输入阻抗及各段传输线上的电压驻波比。解：直接利用p/4传输线的阻抗变换性及p/2传输线的阻抗重复性，则246第45页/共89页各段传输线的电压驻波比247第46页/共89页3/传输线工作状态的测定248 在工程实际中，对传输线的工作状态进行理论分析计算的同

24、时，实地测定并与理论计算结果相比较是必要的。在微波段和超短波高端（UHF段）最常用的传输线为同轴线及金属波导，他们都是封闭系统，因此必须构造专用的开槽线测量线。测量线的测量探针由同轴线外导体或波导壁开的纵向槽伸入线的内部，并可沿长槽纵向移动，槽外标尺可标记探针沿纵向槽移动的位置。同轴型和波导型测量线的结构示意如图。第47页/共89页在实测时用这种专用的测量线替代一段实际系统的传输线接入，可在系统输入端接入信号源做模拟测试，必要时也可以进行在线测试。对于不同型号的同轴线或金属波导，必须配用相符合的测量线。249第48页/共89页 下图为10GHz（3cm波长）频率段，波导传输线工作状态的实测系统

25、。250第49页/共89页状态条件SZin(d)PL行波ZL=Z001Z0PiZL=01jX0驻波ZL=1jX0ZL=jXL1jX0行驻波 ZL=RL+jXL1R+jX*无耗均匀传输线工作状态汇总如下表251第50页/共89页2-3 传输线匹配与圆图1/传输线工作状态的改善匹配 利用传输线导行载有信息的电磁波，首要的问题就是使之工作于或接近工作于行波状态。电压反射系数(d)=0或电压驻波比S=1是传输线的理想工作状态，实际工作的传输线能达到(d)0.1或S 1.22，就已经是不错的指标了。改善传输线的工作状态，就是使传输线与其负载匹配。通常有两种基本方法可循。阻抗变换 由传输线输入阻抗计算式可

26、知，当传输线长d为四分之一波长时 252第51页/共89页称为四分之一波长线的阻抗变换性。若负载为纯阻，即ZL=RL时，四分之一波长传输线段就把RL转换成另一纯阻Z02/RL。选择合适的Z0值，可使Z02/RL与前接信源的传输线波阻抗Z01相等，那么来自信源的入射波到达 AA 界面时将不产生反射波，从而实现了传输线与负载的匹配。对于用四分之一波长线实现匹配可作如下物理解释，来自信源的入射波电压到达界面AA时为 ，并在AA界面产生反射波电压 。入射波电压穿过界面AA后（不考虑反射损失），继续前行至界面BB并产生反射波电压 。行进到界面AA，界面AA向信源方向的反射波电压为 与 到达AA值之和。即

27、 253第52页/共89页，其中(A)、(B)分别称做界面AA与BB的局部反射系数。界面AA上的总反射波电压为 把l=p/4及Z01=Z02/RL的条件代入 式中，则得(A)=(B)，e-j2l=1，则，即在界面AA上消除了反射波。254第53页/共89页255 四分之一波长阻抗变换匹配方法只适合于无耗传输线（波阻抗Z0为纯阻）和纯阻负载的情况。若负载不是纯阻，仍然可以用四分之一波长线实现匹配，但应由负载端向前（向信源方向）在电压波节或波腹处接入四分之一波长线，因为无损耗线电压波腹或波节处的输入阻抗为纯阻性。或者直接在负载上串、并终端开路或短路线来抵消负载的电抗，因为它们输入端呈纯电抗，且改变

28、其长度即可改变电抗极性和量值。第54页/共89页 四分之一波长线阻抗变换是利用了传输线上的波长关系，严格地讲这只对一个频率f0是准确的，可以实现理想匹配。当信源频率改变时匹配将被破坏，传输线上反射系数将增大。当信源频率为f0时，当 f f0时 256第55页/共89页 如要展宽其工作频带，可采用多个四分之一波长阻抗变换器梯接（级联）方式，或渐变式阻抗变换器来实现。那么界面AA处的电压反射系数模值为 阻抗调配 对于终端接有负载阻抗ZL，波阻抗为Z0的无耗传输线，线上不同位置处的输入阻抗Zin(d)是不同的，此式可以写为 257第56页/共89页 经过对给定的不同d值计算，总可以找到一个这样的位置

29、d，在该位置处R(d)=Z0，即 那么在d位置处串入与X(d)等值反极性的电抗X(d)或并入相应的电纳，可以使jX(d)被抵消，则d位置处的输入阻抗即为纯阻且等于传输线波阻抗Z0，从而实现了传输线与其负载的匹配。阻抗调配方法的关键在于找到接入分支线的位置d，如果用选择不同d值计算Zin(d)来逼近d将要进行大量的计算，而采用图解方法来确定d的位置将是很简便的。258第57页/共89页2/圆图的构成原理及应用 阻抗圆图259 分析传输线的工作状态和实现传输线的匹配，离不开电压反射系数和阻抗的计算。传输线上任一位置处的输入阻抗Zin(d)与该点处的电压反射系数(d)是相关的。利用这一关系可以把Zi

30、n(d)也表示在(d)复数平面上，这样将会建立复数平面上每一点（也就是相对应传输线上每一位置）处电压反射系数与输入阻抗的一一对应关系。从而可用图解的方法替代繁杂的数学计算，既简便又可满足工程需要。令(d)=u+jv 而 第58页/共89页考虑到通用性，取Zin(d)对Z0的归一化值，即 则 从中得出与 分别为归一化电阻和归一化电抗，他们分别是R(d)与X(d)对Z0的归一化值。由上述的表达式，可导出分别以为参量的两个方程 与与260第59页/共89页这两个方程在u+jv复数平面上分别表示两组圆。一组以为参，半径为，圆心轨迹与量的圆，圆心坐标为+u轴重合，所有圆都相切于（1,0）点。绘出时的圆。

31、由图可见，应的圆越大，的圆与单位圆（也就是(d)=1的圆）值越大则相应的圆越小，圆心沿+u轴右移，时相应的圆缩小为点（1,0）。值越小则相重合。261第60页/共89页以为参量的一组圆，圆心坐标为，半径为。值时的圆在单位圆内部分。由图可见，越小则相应的圆越大。时的圆半径为无穷大，圆心位于直线上无穷远处，此圆在单位圆内部分就是u轴。因正负极性，为正值的圆均在u轴上方，为负值的圆在u轴下方。的圆也缩为点（1,0）。圆心轨迹在直线u=1上，所有圆都相切于（1,0）点。图中绘出值有将上述以与为参量的两组圆绘于同一u+jv复平面上，就度。为使图面清晰，反射系数模(d)取不同值的圆没有绘出，因为单位圆就是

32、(d)=1的圆，单位圆内任意点的得到阻抗圆图（Smith圆图），之所以称为圆图是因为所有曲线都是圆。图中与取值较为密集以便提高工程使用时的精确(d)值可由该点到坐标原点的距离按比例确定。262第61页/共89页表示在 复平面上以263、为参量的圆组如图第62页/共89页把传输线归一化阻抗和电压反射系数共同表示在 复平面上的阻抗圆图如下图264第63页/共89页阻抗圆图上特殊的点、线及点的移动 阻抗圆图上有三个特殊的点。即 显然这表示匹配，即行波状态。圆图上越靠近原点的点，反射系数的模值越小，也就越接近匹配状态。,则Zin(d)=Z0，265在这一点上(d)=0，坐标原点（0，0），点(1,0)

33、的位置上，表示全反射即驻波状态。为零表示在此位置，反射波电压与入射波电压同相位，因此是电压波腹（电流的波节）位置。该点处 ，因此 ，即驻波状态时电压波腹位置处的输入阻抗应该是趋于无穷大的。第64页/共89页它也是(d)=1和(d)=1是全反射，故称之为驻波圆。阻抗为纯电抗，这也是传输线驻波状态时的特征。现在若从电压波腹点(1,0)经下半圆周到电压波节点(-1,0)，则圆图上为顺时针转过角度弧度，根据反射系数辐角变化与传输线位置变化的关系，可算出在线上向信源方向刚好移动了p/4，即相邻波腹波节间的距离。若再从点(-1,0)经上半圆周回到点(1,0)，则相当于传输线上又向信源方向前移p/4到达电压

34、波腹位置，那么两相邻波腹距离为p/2，在圆图上则是转过2弧度。的圆。此圆上各点因为零表示此圆上各点位置上，(d)=1,=，在此点处为全反射即驻波状态。为表示反射波电压与入射波电压反相位，因此这一位置处是电压波节（电流波腹），其阻抗应该是零。，显然266点(-1,0)单位圆第65页/共89页的圆，位置上输入阻抗的实部。所以调配是很重要的。，即表示其与传输线对应的圆对传输线 267此圆上各点都是第66页/共89页 +u 轴上各点0(d)Z0。由电压驻波比S与电压反射系数(d)之间关关系式及归一化阻抗即电压波腹点上的归一化电阻值等于驻波比S，因此阻抗圆图圆的标数就是驻波比S的值。上+u轴上 -u轴上

35、的点0(d)1,=，是行驻波状态电压波节表示输入阻抗为纯阻，且R(d)Z0。的集合。此线段上268 实轴u。第67页/共89页 阻抗圆图上一点，在以该点到原点的距离为半径，以原点为圆心的圆上顺时针移动，表示在传输线上相应的位置处向信源方向移动。因为无耗传输线上电压反射系数的模(d)是与位置无关的，所以在移动过程中(d)不变。圆图上转过的角度与线上移动的距离之间的关系 反之若点沿(d)不变的圆逆时针移动，则表示传输线上相应位置向负载方向移动。若阻抗圆图上一点，沿所在位置处线上相应位置处串入一可变电抗。电抗变化数可由所在点处圆的标度差确定。因为电抗的接入，电压反射系数的模和辐角都要发生改变。圆移动

36、，则表示在传输阻抗圆图上的点沿所在位置的应位置上串入电阻，不过这没有什么实际意义。圆移动，相当于在传输线相269第68页/共89页导纳圆图 在很多情况下用导纳进行计算要比用阻抗计算方便，比如把调配分支线并联接入主传输线时相当于与主传输线的导纳相加。导纳与阻抗互为倒数，传输线的波阻抗Z0可以用波导纳表示，Y0=1/Z0。传输线任一位置处的输入阻抗Zin(d)，也可以用输入导纳Yin(d)=G+jB来替代。那么归一化导纳为 如若作一简单的函数代换，则要简便得多。令则 270，第69页/共89页可知，与(d)的函数关系，与和(d)的函数关系完全相同。因为(d)与(d)相差辐角，所以把阻抗圆图以坐标原

37、点为轴心旋转180后就是导纳圆图，但换成，换成。必须把 实际上这个180也不必转，同一张圆图既可作阻抗圆图用，也可以作导纳圆图用。但是在具体使用时要注意两种圆图的相同与不同之处。当圆图用做导纳圆图时，关于电压反射系数的含义未变，图上任意点由所在位置(d)为半径的圆顺时针移动，仍然表示传输线上由相应位置向信源方向移动，圆图上的转角与线上的位移关系不变。导纳圆图上(-1,0)点，=，=-0，为电压波腹（电流波节）位置，则该点处而点（1,0）则为电压波节（电流波腹）位置，。，271第70页/共89页圆图用做导纳圆图，实轴以下区域为负极性标值，实际上相为正极性标值，实际相当于容性，值越大表示电容越大。

38、当于感性。实轴以上区域272第71页/共89页3/圆图在工程计算中的应用 273 利用圆图对传输线问题进行分析和工程计算是很方便的，而且也比较直观。传输线波阻抗为Z0，终端负载ZL=RL+jXL，求出归，在阻抗圆图上找到标值为值为圆的交点即为负载点。由负载点的位置可直接确定电压是传输线输入阻抗电阻部分与波阻抗相等的点，其所对应的传输线上的位置正是接入调配用电抗元件（分支线）的位置。的圆和标一化阻抗反射系数模(0)和辐角L。由负载点沿半径为(0)的圆顺时针移动（即向信源方向移动），与-u轴的交点为电压波节点，与+u轴交点为电压波腹点，利用图上转角与线上位移的关系即可确定传输线上电压波节、波腹的位

39、置，与圆的交点即第72页/共89页 例2-3 已知传输线波阻抗Z0=50，终端负载阻抗ZL=30+j10，利用阻抗圆图求传输线上电压反射系数的模值(d)及距负载端p/3处的输入阻抗Zin(p/3)。解：归一化负载阻抗 在阻抗圆图上找到两圆交点A即为负载点。274第73页/共89页 量取A点与圆点O的距离OA，并取OA与单位圆半径OB之比即为(d)得 由A点沿(d)=0.295的圆顺时针移动，转角弧度至C点，C点处p/3位置处的输入阻抗为，那么C点所对应的传输线上距负载端 例2-4 已知双线传输线波阻抗Z0=300，终端接负载阻抗ZL=180+j240，求负载点处的电压反射系数(0)及距终端最近

40、的电压波腹位置。解：归一化负载阻抗为 在阻抗圆图上找到两圆交点A即为圆图上的负载点。275第74页/共89页以原点O为圆心，OA为半径做一等反射系数圆，交正实轴于B，B点，所以电压驻波比S=3，则 处归一化电阻或者由OA与圆图中单位圆半径之比求出(0)。276第75页/共89页 圆图上OA与正实轴的夹角即为负载点处电压反射系数的辐角L，可直接由图确定L=/2，所以负载点处电压反射系数为 由负载点A沿(0)=0.5圆顺时针移动，与正实轴交于B，B点就是距传输线终端最近的电压波腹点，那么 例2-5 已知同轴线波阻抗Z0=75，信源信号在同轴线中波长为10cm，终，求终端负载阻抗ZL，及距终端距离最

41、近的电压端电压反射系数波腹和波节点位置及阻抗。277第76页/共89页解：由电压反射系数模(0)=0.2，可求得电压驻波比 电压波腹位置处=0，则278第77页/共89页所以电压波腹处的阻抗归一化值为而电压波节处的阻抗归一化值为所以电压波腹及波节处的阻抗分别为求终端负载阻抗ZL。因载方向）移动，转角50至B点，B点即为负载点。由圆图上读出B点处，值，则，在圆图上作半径(0)=0.2的圆，该圆与正实轴交点A为电压波腹点。由A点逆时针（向负 279第78页/共89页 由负载点B沿(0)=0.2圆顺时针转到A，A点即距负载点最近的电压波腹点，在传输线上的位置为 而相邻波腹与波节间距离为p/4，所以距

42、终端最近的电压波节位置 无耗传输线电压波腹处阻抗相同，电压波节处阻抗也相同，所以例2-6 已知传输线终端负载归一化导纳p=1m，利用导纳圆图对此传输线系统调匹配。，传输线上的波长280第79页/共89页解：在导纳圆图上读取沿此圆顺时针方向移动与圆先后交于D,C两点。从圆图上量得转过的角度，确定负载点A。过A点作等反射系数圆，281第80页/共89页从而可计算出传输线上对应于圆周上D与C的位置在传输线dD处（对应导纳圆图上D点）归一化导纳，查导纳圆图得，故应在传输线dD位置处并联归一化电纳，实现，所以也可在传输线dC位置处并，实现匹配。匹配。传输线dC处归一化导纳联归一化电纳282第81页/共8

43、9页2-4 有损耗传输线的传输特性 实际应用的传输线都是有损耗的，即线的分布电路参量中和不可略去，因而有损耗均匀传输线的传输参量传播常数波阻抗、线上任一位置处的电压和电流、283分别为第82页/共89页对于接有负载阻抗任一点处反射波与入射波并存。线上入射波与反射波相位相同点处，入射波与反射波叠加形成波腹；相位相反点处，入射波与反射波叠加形成波节。图为有损耗均匀传输线，沿线电压入射波、反射波的幅值及电压电流入射波与反射波叠加后的幅值分布规律。从图中可以看到由于传输线的衰减常数流的各波腹值不同，波节值也不同。这是由于入射波和反射波在传播过程中幅值衰减，靠近负载点处入射波与反射波幅值相差较小，叠加的

44、电压或电流的分布曲线起伏较大；而越向信源端因入射波幅值大而反射波幅值越来越小，故叠加的电压或电流的分布曲线越平缓。在图中还示出了输入阻抗和电压反射系数沿线的变化，与无损耗线的情况差异很大。的有损耗均匀传输线，一般情况下线上不为零，电压或电284第83页/共89页285第84页/共89页 对于有损耗均匀传输线，线上任一位置处的输入阻抗而线上任意点处的电压反射系数为的模值和辐角分别为286第85页/共89页 可见在有损耗均匀传输线上，电压反射系数的模值与位置有关，在负载点处最大，越向信源靠近电压反射系数的辐角和位置d的关系，则与无损耗均匀传输线一样。那么在圆图上对应于有损耗均匀传输线上一点（则如负载点）向信源方向移动，圆图上转过的角度与线上位移的关系依然是越小直至为零。但是由于越靠近信源反射系数模值轨迹为顺时针内螺旋线，如图所示。越小，圆图上点的移动287第86页/共89页有损耗均匀传输线上任一位置处的电压和电流写成如下形式我们近似令波阻抗为，可为实数，那么有损耗均匀传输线的传输功率288第87页/共89页若线长l，则有损耗均匀传输线始端输入功率，可把代入求得负载吸收的功率289这样，有损耗均匀传输线的传输效率为若线终端负载，即负载与线匹配，则有，此时可见，线的衰减常数越大，线越长，其传输效率越差。第88页/共89页感谢您的观看！第89页/共89页