全差分运算放大器设计

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1、全差分运算放大器设计(总17页)-CAL-FENGHAI.-(YICAI)-Company Onel-CAL -本页仅作为文档封面，使用请直接删除全差分运算放大器设计岳生生（0126）一、 设计指标以上华CMOS工艺设计一个全差分运算放大器，设计指标如下：直流增益:80dB单位增益带宽:50MHz负载电容:二 5pF相位裕量:60 度增益裕量:12dB差分压摆率:200V/us共模电压:(VDD=5V)差分输入摆幅:4V运放结构选择图2两级个思分放大器圏3折叠式共源共栅全差分放人器运算放大器的结构重要有三种：（a）简单两级运放，twostage。如图2所示；（b）折叠共源共栅，foldedca

2、scode。如图3所示；（c）共源共栅telescopic。如图1的前级所示。本次设计的运算放大器的设计指标要求差分输出幅度为土4V,即输出端的所有NMOS管 的卩之和小于，输出端的所有PMOS管的V之和也必须小于。对于单级的折叠共DSAT ,NDSAT ,P源共栅和直接共源共栅两种结构，都比较难达到该要求，因此我们采用两级运算放大器结构。另外，简单的两级运放的直流增益比较小，因此我们采用共源共栅的输入级结构。考虑 到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，故我们选择直接共源共栅的输入级，最后选择如 图1所示的运放结构。两级运算放大器设计必须保证运放的稳定性，我们用Miller补偿或 Cascod

3、e补偿技术来进行零极点补偿。性能指标分析1、差分直流增益 (Adm80db)该运算放大器存在两级：(1)、Cascode级增大直流增益(M1-M8); (2)、共源放大器(M9-M12)ggg第一级增益A = G R = -g (g r r g r r )=- r r1mg 吟1mlolmim 3olo 3m 5o 5o 7g r r + g r rm5 o1 o3m3 o5 o 7g第二级增益A =-G R = -g(r r )=-怜一2m2o2m9o9ollg + g11o9oll整个运算放大器的增益：2、AAA g gA A A mlm3 m5m9-overalll 2 g 厂厂 + g

4、 Y Y g +gm5 ol o3m3 o5 o7 o9oll差分压摆率 (200V/us) l4(80dB)转换速率(slew rate)是大信号输入时，电流输出的最大驱动能力。定义转换速率SR :1)、输入级： SRdv |=outdt max单位增益带宽I |2 Imax DSlCCmlCou2I所以 SR cDsl C=，可以得到CC21 o 21 o八gSlu = 2 11u = V og 2Ieff l umlVS1effl3、4、其中V二V I-V卜eff 11 gs 1 thIpox因此提高两级运算放大器转换速率的可以尽可能增大管子M1的有效电压V。eff1dv |2）、输出级

5、：SR = ”outdt maxCI |Cc max该运算放大器的转换速率SR = min 60 沁 90 ,1申二 180 - PM -9 3021333u 1*73,1取=2P2uu5、g g g g+T= m3m5p2gc(1 + g ) Co 9011g g gg=m +g mr r g +gm3 o5 o 7 o 9oilg = A = Cmlu0 pC为得到高的单位增益带宽，应该使非主极点p最大化。2另外，主极点o3m3开环增益Ao = g r rm5 o1 o3共模负反馈：CMFBo7(g r r + g r r)(g + g )仝m5_o1_gg_g_乡o99Hg g g Cm

6、5m 3 m9C对于全差分运放，为了稳定输出共模电压，应加入共模负反馈电路。在设计输出平衡的全差分运算放大器的时候，必须考虑到以下几点：共模负反馈的开环直流增益要求足够大，最好能够于差分开环直流增益相当；共模负反馈的单位增益带宽也要求足够大，最好接近差分单位增益带宽;为了确保共模负反馈的稳定，一般情况下要求进行共模回路补偿；共模信号监测器要求具有很好的线性特性；共模负反馈与差模信号无关，即使差模信号通路是关断的 该运算放大采用连续时间方式(Continuous-Time Approach)来实现共模负反馈功能。如 图4所示。圏卓共模、差模输入放大議M13Common Mode Amplifie

7、rVb1 M14Differencial Mode | Amplifier II皿J.*硕L举性烧JC命心.丈心養古萨超技昔犬獰3#皋経嵌甘电金齢氓讨3.4运故设讨3-4,1电爲设汩股肉埔益.的喘求 我*门注出集川丽姒八阴GO血直倚寺必遊北勵站樹；阳3. !再戲坯族社休FU堺限毘倔阿电路-1*1 S-IO 延At卜悴也時以越偏槪也時运披中询制f-H -J仙衣3.3申际J.3逞曲也tf&BS件九山上而挝列在ghirSCMAIM叩.我WTIBJ足敵址列的猾标利=*W.ia7UdHP WfflWildl 2- BVp觀人总兮拋山2：讣.KRYCChF/M”为雉顾辿汝怏，丿力悴小 Ug ；, Virj

8、i卜呼也Sift偏置山爵邮件尺寸器件尺-J-M!. M2320/r 2MIOfloa/H. sM3, M4HD/. 2ML 1：12O/1. 2MS, M6&20/11 2Ml 2io6/o. BM7. M82000/ . 8M131OD/1 2l MVO. 6ML80/U 2KUiji.jijiiT/vlsi yij i：i1ij| uni该结构共用了共模放大器和差模放大器的输入级中电流镜及输出负载。这样，一方面降低了功耗；另一方面保证共模放大器与差模放大器在交流特性上保持一致。因为共模放大 器的输出级与差模放大器的输出级可以完全共用，电容补偿电路也一样。只要差模放大 器频率特性是稳定的，则

9、共模负反馈也是稳定的。这种共模负反馈电路使得全差分运算 放大器可以像单端输出的运算放大器一样设计，而不用考虑共模负反馈电路对全差分放 大器的影响。在共源共栅输入级中需要三个电压偏置，为了使得输入级的动态范围大一些，图中的宽摆幅电流源来产生所需要的三个偏置电压。根据宽摆幅电流源的设计要求，必须满足：B1B2B3B5B6B13B7B8B14B4B10B11B127、Miller 补偿电阻电阻 Rc 可以单独用来控制零点的位置，主要有以下几种方法：I、将零点搬移到无穷远处，消除零点，Rc必须等于1/ g 。m9II、把零点从右半平面移动到左半平面，并且落在第二极点 上。这样，输出负载电容p2引起的极

10、点就去除了。这样做必须满足以下条件：3 =3 tz1p21(在-R)CgC Cm9得到电阻值为R = +（ +1）III、把零点从右半平面移动到左半平面，并且使其稍微大于单位增益带宽频率。比如 u超过20 1.2zu1 1 g因为Rg宀沁R C ,并且二cmim92C CL得到电阻值为R - 12药m1四、手工计算在工艺库文件中得到工艺参数：1、卩C =119 卩 A / V 2, 卩C =n oxox51.7 卩 A / V 2,VTH,N=0.73V ,V=-1.02VTH,P确定Miller补偿电容为了保证相位裕量有60度，我们要求第二极点和零点 满足以下两个条件：p 2z g g g

11、g 10 2 Cm 9 10 Cm1 , Cm 92 Cm1zup 2u CC CCc c L c则，c 0.2C = 0.2X5pF = 1 pF.这里，我们取 Cc = 2PF。CL2、确定两级放大器中的工作电流共模负反馈的输入端电流与差模输入端相同，因此输入级的工作电流DS1-SR -13c丿c=I (100V /us -2 pf)=133.3uA由于有一些寄生电容，预留一些余量，我们取1= 200uA，则1=1= 400uA。DS1DS ,14DS ,13输出级工作电流为，1= SR(C + C + C)= 100V/us -8pf = 800uA。DS112 C L CMFB同样，由

12、于一些寄生电容，预留一些余量取1= 900uA。DS113、计算放大管的跨导gm3I2DS1uDS1=3 V 2 eff 1 u2I3I 根据全差分Slew Rate要求，SR = 1.5x cds1 =Cm1eff14、M1管的有效电压，V2 x 200V / us 0.425Veff 1 3 3 x 6.28 x 50 x106u2 SRM2 管的跨导 g = 2x200uA = 0.942mQ-1m1 V0.425Vg =m1eff12UpC( W)oxDS1(0.942mQ-i2 x 51.7 x 10-6 x 200 x 10-6=42.9,取_ 86um2um根据第二极点是单位增益

13、带宽的两倍，p二22gg-cm 9 2 m1Lcg0.942 x10-3M9 管的跨导 g 2x-cmxC 2xx5pf 4.71m0-1m 9CLcgm92pf2U Cnox/ W、I T/ W、119 x10-6 x 0.32I L丿I L丿二 0.3Veff11eff12则7760um1um假定Vf 7 - 0”nox假定5 = 0”2IC V 2noxeff 72 x 300 x10-6 _ 119 x10-6 x 0.32eff560um1um2I2X300X106CDS 3 _V 251.7 X10-6 X 0.32p ox eff 3Cascode 管 M3 的跨导为，g _ V

14、DS3 _ 罗 _ 2mQ-1m3 V0.3eff3(W 129um假定V = 0.3V，则eff31um5、Miller补偿电阻Rc的确定的倍，则我们将零点从右半平面移到左半平面，并且使其为单位增益带宽频率R =一1= 885QC 1.2 gm16、偏置电路的管子尺寸根据所有MOS的有效电压，我们可以计算出配置电压Vb1-Vb4的值。V _ V V+V)_ 5 - (1+ 0.3) _ 3.7Vb1ddth, pds ,13v _V + v v _v +V+ v)vV+V)b2IN.COMSG.1DS.3IN .COMTH.Peff .1SD.1TH.Peff .3_ 2.5 + (1+ 0

15、.318) 0.3 (1+ 0.3) _ 2.2V,由于衬底效应，取 V =2.1Vb2V = V +V +V = 0.73+2 X 0.3 = 1.33Vb3TH .NDS.7DS.5V = V +V= 0.73+0.3 = 1.03V7、b4TH .NDS.7_ 10um,2umB1B3(W10um(W2.5um(W5um(W1.25umL L丿1um ?B5B9L L J1um ?B4L L J1um ?B10B11L L J1umB12偏置电流lbias=25uA计算可以得到MB1-MB12管的尺寸为，共模负反馈的管子尺寸W、为了提高增益也共模反馈放大器输入级与差模放大器输入级相匹配，

16、直流工作电流相同采用Cascode结构，因此管子尺寸为，8、W、L三丿13 (W、 L三丿18L L 丿14142 ( W、3 L三丿3160um,1um86um,1um(W )L亍丿15 ,W ) L亍丿19L L 丿1616=(W )I L 丿 20=1 ( W、2 L L=2 ( W3 L L2um L L 丿17_ 40um1um_ 86um2um开环增益的确定假设NMOS管与PMOS管的九相等，九二九二九pgggA go g r r +g r r g +gm5 o1 o3m3 o5 o7o9o11g g g g g g g 10= fmlm3m 5 /fm9_f = mlm3m9 1

17、_21 _1 九 _3 104(80dB )4gki+4gaii2口+兀116 Ds13 dsiim5DSl3m3DSl3DSllDSll得到九-4. IBc+OZBAL.ixiy厂 -c-iTCDdt Mouret lijnwen1t I=2.ffT4 t E.OLH tve=2 Efid*DH k01 FriiTTfin.1 X=2.2Current 1=5.( OerLvi-iv-l2fl-wr Oe-OOL .51 +i：i：6v-7rA7片IIS.J.,1 44LI IJlil IJI.LI4aLIJaa (arrI-1图7、压摆率由图7知道，放大器的开环压摆率为：us3、以下是最终

18、的收入网表Telescopic opamp.option post=2 numdgt=7 tnom=27.lib E:yss133cmos_emulatecmos_lib TTVDD vdd 0 DC 5CL1 Vop 0 5pCL2 Von 0 5pV1 Vcm 0V2 Vinn 0 dcV3 Vinp 0 dc 2.5 ac 1 *pwl (0 0 10n 0 5 100n 5 200n 5 0 300n 0 )X1 VDD vb1 vb2 vb3 SOURCE_BX2 vdd vb1 vb2 vb3 Vcm Vinp Vinn Vop Von CASCODE_AMP.SUBCKT SOU

19、RCE_B 9 vb1 vb2 vb3MB1 1 1 0 0CMOSN L=2U W=10UMB2 2 1 0 0CMOSN L=2U W=10UMB3 vb2 1 0 0CMOSN L=2U W=10UMB4 2 2 9 9CMOSP L=1U W=MB5 vb1 2 4 4CMOSP L=1U W=10UMB6 6 2 5 5CMOSP L=1U W=10UMB7 4 vb1 9 9CMOSP L=1U W=10UMB8 5 vb1 9 9CMOSP L=1U W=10UMB9 vb2 vb2 vb1 vb1 CMOSP L=1U W=MB10 6 vb3 7 0 CMOSN L=1U W

20、=5UMB11 7 6 0 0 CMOSN L=1U W=5UMB12 vb3 vb3 0 0 CMOSN L=1U W=1UMB13 vb3 2 8 8CMOSP L=1U W=10UMB14 8 vb1 9 9CMOSP L=1U W=10UIbias 9 1 dc 25u.ENDS SOURCE_B.SUBCKT CASCODE_AMP 1 vb1 vb2 vb3 Vcm Vinp Vinn Vop VonM1 3 Vinp 2 2 CMOSP L=3U W=100UM2 4 Vinn 2 2CMOSP L=3U W=100UM3 5 vb2 3 3CMOSP L=1U W=200UM4

21、 6 vb2 4 4CMOSP L=1U W=200UM5 5 vb3 7 0CMOSN L=1U W=60UM6 6 vb3 8 0CMOSN L=1U W=60UM7 7 vcmfb 0 0CMOSN L=1U W=60UM8 8 vcmfb 0 0CMOSN L=1U W=60UM9 Vop 5 0 0CMOSN L=1U W=100UM10 Von 6 0 0CMOSN L=1U W=100UM11 Vop vb1 1 1CMOSP L=1U W=260UM12 Von vb1 1 1CMOSP L=1U W=260UM13 2 vb1 1 1CMOSP L=1U W=160UM14

22、10 vb1 1 1CMOSP L=1U W=160UM15 3 Vcm 10 10CMOSP L=3U W=51UM16 4 Vcm 10 10CMOSP L=3U W=51UM17 11 9 10 10CMOSP L=3U W=100UM18 vcmfb vb2 11 11 CMOSP L=1U W=133UM19 vcmfb vb3 13 0 CMOSN L=1U W=40UM20 13 vcmfb 0 0 CMOSN L=1U W=40UC1 Vop 14 1pC2 Von 15 1pC3 Vop 9 1pC4 Von 9 1pR1 14 5R2 15 6R3 9 Vop 40kR4

23、9 Von 40k.ENDS CASCODE_AMP.OP.ac dec 100 100 1g.print ac vdb(Vop) vp(Vop)*.tran 1n 300n *.print tran v(vop).end4、电路仿真调整时，一些问题的解决。I、在整个调试中，我发现telescopic式放大器的偏置电压很关键，但是发现Vb2手算电压为，设计偏置电路时，得到的结果也和很接近。但放大器上的Vb2电压却应该比小都 多才有宜提高直流增益和单位增益带宽，最后调整MB9为W/L=1 u使Vb2下降到。经过对数据的比较分析得到，对于第一级增益，A打罟穴，根据公式m 5 o1 o3m 3 o5

24、 o 7L-V ，在1GS THDS _M 5ds 二 2UnC 1W，不变时，当Vb2下降，M5的源极电压也要下降来维持卩 不变，V 就增大，g减小，此时g会增大，但g减GSDS1o1o5o1小量比g增大量多，并且g r r 、g g g几乎不变。因此增大了 A 1值。对o5m3 o5 o 7m1 m3 m51于第二级增益，A二-g，当Vb2下降时，V 减小，1 减小，因为2 g + gGS 9DS 9o9oilV = V= 2.5V几乎不变，从而减小了 gg ，且g 几乎不变。因此增大了DS 9DSllo9、 oilm9A值。但是当Vb2并不是无限制地减小，当下降到一定值时（小于）反而减小

25、了总增2益。II、在调单位增益带宽时，根据式=Au0p1.C，减小V可以增大Ceff 1C3但是这样会减小压摆率，反而为了提高压摆率，必须尽可能的增大V，尽可能地ueff 1减小M1、M2的栅长比。经过多次的调试，在进行Miller补偿电阻设计时,R = 8850，此值并不合理，增大R的值可以增大3，但是同时也会减小相位裕CCu度。在最后调整时取R = 2.8k0，相位裕度为80度。CIII、在调差分压摆率中，SR = V 3 ，要提高SR,就应尽可能地增大V，也就是尽efi ueff 1可能地减小M1、M2的栅长比,100um3um六、总结本文对全差分放大器的部分性能指标进行了分析，经过手工计算，再通过Hspice软件进 行仿真调试。花费了不少时日，遇到了许多的问题。使我深刻感到“书到用时方恨少”的道 理。本次设计中从不明白到明白，从一开始的乱调到后来的知道要达到什么效果应调那一部 分，从中学到了许多，也明白了许多。在接下来的学习生活中，我将更加认真地对待。以下 是整个运算放大器的部分性能指标：直流增益:单位增益带宽:负载电容:二5pF80 度相位裕量us差分压摆率共模电压:(VDD=5V)参考文献【1】罗广孝集成电路设计与仿真【2】唐长文，全差分运算放大器设计【3】AllenCMOS模拟集成电路设计【4】赵雅兴Pspice与电子器件模型