LDO的工作原理详细分析

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1、LDO的工作原理详细分析导读由于便携式设备的发展，人们对电源的要求越来越高，因次以前一直用开的电源目前 来说不够用了，这就促使LDO的迅猛发展，今天给大家介绍一下LDO的工作原理。随着便携式设备(电池供电)在过去十年间的快速增长，象原来的业界标准LM340和LM317 这样的稳压器件已经无法满足新的需要。这些稳压器使用NPN达林顿管，在本文中称其为 NPN稳压器(NPN regulators)。预期更高性能的稳压器件已经由新型的低压差(Low-dropout)稳压器(LDO)和准 LDO 稳压器(quasi-LDO)实现了。NPN 稳压器(NPN regulators)在NPN稳压器(图1：

2、NPN稳压器内部结构框图)的内部使用一个PNP管来驱动NPN达 林顿管(NPN Darling ton pass t ransis tor)，输入输出之间存在至少1.5V2.5V的压差 (dropo ut volt age)。这个压差为：Vdrop = 2Vbe +Vsat (NPN 稳压器) (1)图1LDO 稳压器(LDO regulators)在LDO (Low Dropout)稳压器(图2： LDO稳压器内部结构框图)中，导通管是一个PNP管。LDO的最大优势就是PNP管只会带来很小的导通压降，满载(Full-load)的跌落电压的典 型值小于500mV，轻载(Light loads)

3、时的压降仅有1020mV。LDO的压差为：Vdrop = Vsat （LDO 稳压器） （2）VOLTACECONTROL爭击nJ占黑k煉產图2准LDO 稳压器(Quasi-LDO regulators)准LDO(Quasi-LDO)稳压器(图3：准LDO稳压器内部结构框图)已经广泛应用于某些场 合，例如：5V到3.3V转换器。准LDO介于NPN稳压器和LDO稳压器之间而得名，导通 管是由单个PNP管来驱动单个NPN管。因此，它的跌落压降介于NPN稳压器和LDO之间：Vdrop = Vbe +Vsat (3)稳压器的工作原理(Regula tor Opera ti on)所有的稳压器，都利用了

4、相同的技术实现输出电压的稳定(图4：稳压器工作原理图)。 输出电压通过连接到误差放大器(Error Amplifier)反相输入端(Inverting Input)的分 压电阻(Resistive Divider)采样(Sampled)，误差放大器的同相输入端(Non-inverting Input)连接到一个参考电压Vref。参考电压由IC内部的带隙参考源(Bandgap Reference) 产生。误差放大器总是试图迫使其两端输入相等。为此，它提供负载电流以保证输出电压稳定：Vout = Vref (1 + R1 / R2)(4)图4性能比较(Performance Comparison)

5、NPN，LDO和准LD0在电性能参数上的最大区别是：跌落电压(Dropout Voltage)和地 脚电流(Ground Pin Current)。跌落电压前文已经论述。为了便于分析，我们定义地脚电 流为Ignd (参见图4)，并忽略了 IC到地的小偏置电流。那么，Ignd等于负载电流IL除 以导通管的增益。NPN稳压器中，达林顿管的增益很高(High Gain)，所以它只需很小的电流来驱动负 载电流IL。这样它的地脚电流Ignd也会很低，一般只有几个mA。准LDO也有较好的性能， 如国半(NS)的LM1085能够输出3A的电流却只有10mA的地脚电流。然而，LD0的地脚电流会比较高。在满载时

6、，PNP管的B值一般是1520。也就是说LD0 的地脚电流一般达到负载电流的7%。NPN稳压器的最大好处就是无条件的稳定，大多数器件不需额外的外部电容。LD0在输 出端最少需要一个外部电容以减少回路带宽(Loop Bandwidth)及提供一些正相位转移(Positive Phase Shift)补偿。准LDO 一般也需要有输出电容，但容值要小于LDO的并 且电容的ESR局限也要少些。反馈及回路稳定性(Feedback and Loop Stab il ity)所有稳压器都使用反馈回路(Feedback Loop)以保持输出电压的稳定。反馈信号在通 过回路后都会在增益和相位上有所改变，通过在单

7、位增益(Unity Gain，0dB)频率下的相 位偏移总量来确定回路的稳定性。波特图(Bode Plots)波特图(Bode Plots)可用来确认回路的稳定性，回路的增益(Loop Gain，单位：dB) 是频率(Frequency)的函数(图5：典型的波特图)。回路增益及其相关内容在下节介绍。 回路增益可以用网络分析仪(Network Analyzer)测量。网络分析仪向反馈回路(Feedback Path)注入低电平的正弦波(Sine Wave)，随着直流电压(DC)的不断升高，这些正弦波 信号完成扫频，直到增益下降到OdB。然后测量增益的响应(Gain Response)。ao402

8、0-20 ID 10Q- Ik IQk loot IM 1ODMHzWO10123805FIGOF总驴袖鹽呃制总騒*图5波特图是很方便的工具，它包含判断闭环系统(Closed-loop System)稳定性的所有必 要信息。包括下面几个关键参数：环路增益(Loop Gain)，相位裕度(Phase Margin)和 零点(Zeros)、极点(Poles)。回路增益(LOOP GAIN)闭环系统(Closed-loop Sys tem)有个特性称为回路增益(Loop Gain)。在稳压电路 中，回路增益定义为反馈信号(Feedback Signal)通过整个回路后的电压增益(Voltage Ga

9、in)。为了更好的解释这个概念，LD0的结构框图(图2)作如下修改(图6：回路增益 的测量方法)。1012-3906FIGURE盛堆6加总SWT戎蘇停匪亥图6变压器(Transformer )用来将交流信号(AC Signal)注入(Injec t)到“A”、“B” 点间的反馈回路。借助这个变压器，用小信号正弦波Small-signal Sine Wave)来“调制” (modulate)反馈信号。可以测量出A、B两点间的交流电压(AC Voltage)，然后计算回 路增益。回路增益定义为两点电压的比(Ratio)： Loop Gain = Va / Vb (5)需要注意，从Vb点开始传输的信

10、号，通过回路(Loop)时会出现相位偏移(Phase Shift),最终到达Va点。相位偏移(Phase Shift)的多少决定了回路的稳定程度(Stability)。反馈(F EEDBACK)如前所述，所有的稳压器都采用反馈(Feedback)以使输出电压稳定。输出电压是通 过电阻分压器进行采样的(图6)，并且该分压信号反馈到误差放大器的一个输入端，误差 放大器的另一个输入端接参考电压，误差放大器将会调整输出到导通管Pass Transistor) 的输出电流以保持直流电压(DC Valtage)的稳定输出。为了达到稳定的回路就必须使用负反馈(Negative Feedback)。负反馈，有

11、时亦称为 改变极性的反馈(degenerative feedback)，与源信号的极性相反(图7：反馈信号的相 位示意图)。SOURCENEGATIVE FEEDBACK罚歸忙Y/FEEDBA.CKPOSITIVE FEEDBACK10123807FIGU龍射I笔肯帘田求色漕湛止图7负反馈与源(Source)的极性相反，它总会阻止输出的任何变化。也就是说，如果输出 电压想要变高(或变低)，负反馈回路总会阻止，强制其回到正常值。正反馈(Positive Feedback)是指当反馈信号与源信号有相同的极性时就发生的反馈。 此时，回路响应会与发生变化的方向一致。显而易见不能达到输出的稳定，不能消除

12、输出电 压的改变，反而将变化趋势扩大了。当然，不会有人在线性稳压器件中使用正反馈。但是如果出现180的相移，负反馈就 成为正反馈了。相位偏移(PHASE SHIFT)相位偏移就是反馈信号经过整个回路后出现的相位改变(Phase Change)的总和(相对 起始点)。相位偏移，单位用度(Degrees)表示，通常使用网络分析仪(network analyzer) 测量。理想的负反馈信号与源信号相位差180(如图8：相位偏移示意图)，因此它的起 始点在一180。在图7中可以看到这180的偏置，也就是波型差半周。SOURCE0 (ar 360)-18GQIDEALNEGATIVEFLEDBACK1O

13、12S90BFIG UR穆於郴昶%甫斷楸曲图8可以看到，从一180开始，增加180的相移，信号相位回到零度，就会使反馈信号 与源信号的相位相同，从而使回路不稳定。相位裕度（PHASE MARGIN）相位裕度（Phase Margin，单位：度），定义为频率的回路增益等0dB （单位增益，Unity Gain ）时，反馈信号总的相位偏移与一180。的差。一个稳定的回路一般需要20。的相位裕 度。相位偏移和相位裕度可以通过波特图中的零、极点计算获得。极点（POLES）极点（Pole）定义为增益曲线（Gain curve）中斜度（Slope）为一20dB/十倍频程的点 （图9：波特图中的极点）。每添

14、加一个极点，斜度增加20dB/十倍频程。增加n个极点，n X（20dB/十倍频程）。每个极点表示的相位偏移都与频率相关，相移从0到一90 （增 加极点就增加相移）。最重要的一点是几乎所有由极点（或零点）引起的相移都是在十倍频 程范围内。注意：一个极点只能增加一90。的相移，所以最少需要两个极点来到达一180（不稳 定点）。les51 ope-=-20dB/(L、Ph-Bi? 3hift = -(trfftan (/打卜、/ mo tp/io- fp- iotp iai(p FREQUNCr(Hi)1013808FIGURE虚隼蛊世港細訥髭巻裁T图9零点（ZEROS）零点（Zero）定义为在增益

15、曲线中斜度为+20dB/十倍频程的点（如图10：波特图中的 零点）。零点产生的相移为0到+90，在曲线上有+45。角的转变。必须清楚零点就是“反 极点”（Anti-pole）,它在增益和相位上的效果与极点恰恰相反。这也就是为什么要在LDO 稳压器的回路中添加零点的原因，零点可以抵消极点。Slope-42Od0f dit f、Ze、/+9D+4.Sfi/l0 tz lflfi 10tJ-fz：FR：t!LfNCY |Hz)10123010FIGURE i屈踊姐做凶图10波特图分析用包含三个极点和一个零点的波特图(图11 :波特图)来分析增益和相位裕度。10123S1 1FIGURE 11. BO

16、D歩履甲愉鲁咋隔电幽总曲r二一工GUeri-FREQUENCV (Hz)图11假设直流增益(DC gain)为80dB，第一个极点(pole)发生在100Hz处。在此频率， 增益曲线的斜度变为一20dB/十倍频程。1kHz处的零点使斜度变为0dB/十倍频程，到10kHz 处斜度又变成一20dB/十倍频程。在100kHz处的第三个也是最后一个极点将斜度最终变为一 40dB/十倍频程。图11中可看到单位增益点(Unity Gain Crossover, 0dB)的交点频率(Crossover Frequency)是1 MHz。0dB频率有时也称为回路带宽(Loop Bandwid th)。相位偏移

17、图表示了零、极点的不同分布对反馈信号的影响。为了产生这个图，就要根据 分布的零点、极点计算相移的总和。在任意频率(f)上的极点相移，可以通过下式计算获 得：极点相移=-arctan (f/fp) (6)在任意频率(f)上的零点相移，可以通过下式计算获得：零点相移=-arctan(f/fz) (7)此回路稳定吗？为了回答这个问题，我们根本无需复杂的计算，只需要知道0dB时的相 移(此例中是1 MHz)。前两个极点和第一个零点分布使相位从-180变到+90，最终导致网络相位转变到-90。 最后一个极点在十倍频程中出现了 0dB点。代入零点相移公式，可以计算出该极点产生了一84的相移(在1 MHz时

18、)。加上原来的-90。相移，全部的相移是-174(也就是说相位裕 度是6)。由此得出结论，该回路不能保持稳定，可能会引起振荡。NPN稳压器补偿NPN稳压器的导通管(见图1)的连接方式是共集电极的方式。所有共集电极电路的一 个重要特性就是低输出阻抗，意味着电源范围内的极点出现在回路增益曲线的高频部分。由于NPN稳压器没有固有的低频极点，所以它使用了一种称为主极点补偿(dominant pole compensation)的技术。方法是，在稳压器的内部集成了一个电容，该电容在环路增 益的低频端添加了一个极点(图12： NPN稳压器的波特图)。監CL-00604020a-200-90-180口七、P

19、h比亞Warg ：n =IQ Ifla Ik ：0k 9 DDL IM TDM1Q1 23912FIGURE 12. BODE FL瞬虧什!色罰辭須图12NPN稳压器的主极点(DominantPole),用P1点表示，一般设置在100Hz处。100Hz 处的极点将增益减小为一20dB/十倍频程直到3MHz处的第二个极点(P2)。在P2处，增益 曲线的斜率又增加了一20dB/十倍频程。P2点的频率主要取决于NPN功率管及相关驱动电 路,因此有时也称此点为功率极点(Ppower pole)。另外，P2点在回路增益为一10dB处 出现，也就表示了单位增益(0dB)频率处(1MHz)的相位偏移会很小。

20、为了确定稳定性，只需要计算0dB频率处的相位裕度。第一个极点(P1)会产生一90的相位偏移，但是第二个极点(P2)只增加了一18。的 相位偏移(1MHz处)。也就是说0dB点处的相位偏移为一108，相位裕度为72，表明回 路非常稳定。需要两个极点才有可能使回路要达到一180的相位偏移(不稳定点)，而极点P2又处 于高频，它在0dB处的相位偏移就很小了。LDO稳压器的补偿LDO稳压器中的PNP导通管的接法为共射方式(common emitter)。它相对共集电极方式有 更高的输出阻抗。由于负载阻抗和输出容抗的影响在低频程处会出现低频极点(low- frequency pole)。此极点，又称负载

21、极点(load pole)，用Pl表示。负载极点的频率由 下式计算获得：F (Pl) =1 / (2n X Rload X Cout)(8)从此式可知，LDO不能通过简单的添加主极点的方式实现补偿。为什么？先假设一个 5V/50mA的LDO稳压器有下面的条件，在最大负载电流时，负载极点(Pl)出现的频率为：Pl = 1 /(2n X Rload X Cout)=1/ (2n X 100 X 10-5)=160Hz(9)假设内部的补偿在1kHz处添加了一个极点。由于PNP功率管和驱动电路的存在，在 500kHz处会出现一个功率极点(Ppwr)o假设直流增益为80dBo在最大输出电流时的负载阻值为

22、RL=100Q,输出电容为Cout = 10uFo使用上述条件可以画出相应的波特图(如图13:未补偿的LDO增益波特图)。p) MYL3言0-1o o o & o o 1 4 6 9 B 呼 _ 1 E .U_HSo o d o fl- oB 6 4 2 2okotFREOUENCY (Hz10123913FIGURE IE. lpv-vain rLur vyi inwu i議fife韓曲女挠誥图13可以看出回路是不稳定的。极点PL和P1每个都会产生一90的相移。在OdB处（此例 为40kHz），相移达到了 一180为了减少负相移（阻止振荡），在回路中必须要添加一个 零点。一个零点可以产生+9

23、0。的相移，它会抵消两个低频极点的部分影响。因此，几乎所有的LDO都需要在回路中添加这个零点。该零点一般是通过输出电容的等 效串联电阻（ESR ）获得的。使用ESR补偿LDO等效串联电阻（ESR ）是电容的一个基本特性。可以将电容表示为电阻与电容的串联等 效电路（图14：电容器的等效电路图）。；ESf? C ；I*1O1 23014-FIGURE 14. U 讯厳?命简感逾A图14输出电容的ESR在回路增益中产生一个零点，可以用来减少负相移。零点处的频率值 （Fzero）与ESR和输出电容值密切相关：Fzero = 1 /（2n X Cout X ESR） （10）再看上一节的例子（图13），

24、假设输出电容值Cout =10uF，输出电容的ESR = 1Q。 则零点发生在16kHz。图15的波特图显示了添加此零点如何使不稳定的系统恢复稳定。aoFIGURE 15.赳牟咻曲魁1宙!_fe謬aS3oj忙一着UJMafo-图15回路的带宽增加了，单位增益(0dB)的交点频率从30kHz移到了 100kHz。到100kHz 处该零点总共增加了+81。相移(Positive Phase Shift)。也就是减少了极点PL和Pl 造成的负相移(Nega tive Phase Shift)。极点Ppw r处在500kHz，在100kHz处它仅增加 了 一11 的相移。累加所有的零、极点，0dB处的

25、总相移为一110。也就是有+70。的相 位裕度，系统非常稳定。这就解释了选择合适ESR值的输出电容可以产生零点来稳定LD0系统。ESR和稳定性通常所有的LD 0都会要求其输出电容的ESR值在某一特定范围内，以保证输出的稳定性。 LD0制造商会提供一系列由输出电容ESR和负载电流(Load Current)组成的定义稳定范围 的曲线(图16:典型LD0的ESR稳定范围曲线)，作为选择电容时的参考。COu* = 4,了 破 |-VDUF -11S7AELEREGIQU1!OLOAD CURREO (rtiA)1O12391CFIGURE 1$. E譚飆晁宦哪為傕幽图16要解释为什么有这些范围的存在

26、，我们使用前面提到的例子来说明ESR的高低对相位裕 度的影响。高ESR同样使用上一节提到的例子，我们假设10uF输出电容的ESR增加到20Q。这将使零点 的频率降低到800Hz （图17：高ESR引起回路振荡的波特图）。anPlF.z10Q时，由于其它的高频极点的分布（在此简单模型中未表示）很可能会引入不稳定性。低ESR选择具有很低的ESR的输出电容，由于一些不同的原因也会产生振荡。继续沿用上一节 的例子，假定10uF输出电容的ESR只有50mQ,则零点的频率会变到320kHz （图18：低ESR 引起回路振荡的波特图）。FIGURE 18. LOW ESRl图18不用计算就知道系统是不稳定的

27、。两个极点P1和PL在0dB处共产生了 一180。的相移。 如果要系统稳定，则零点应该在0dB点之前补偿正相移。然而，零点在320kHz处，已经在 系统带宽之外了，所以无法起到补偿作用。输出电容的选择综上，输出电容是用来补偿LD0稳压器的，所以选择时必须谨慎。基本上所有的LDO 应用中引起的振荡都是由于输出电容的ESR过高或过低。LDO的输出电容，通常钽电容是最好的选择（除了一些专门设计使用陶瓷电容的LDO, 例如：LP2985）。测试一个AVX的4.7uF钽电容可知它在25C时ESR为1.3Q，该值处在稳 定范围的中心（图16） 。另一点非常重要，AVX电容的ESR在一40C到+ 125C温

28、度范围内的变化小于2:1。铝电 解电容在低温时的ESR会变大很多，所以不适合作LDO的输出电容。必须注意大的陶瓷电容（21uF）通常会用很低的ESR （V20mQ），这几乎会使所有的 LDO稳压器产生振荡（除了 LP2985）。如果使用陶瓷电容就要串联电阻以增加ESR。大的陶 瓷电容的温度特性很差（通常是Z5U型），也就是说在工作范围内的温度的上升和下降会使容值成倍的变化，所以不推荐使用。准LDO补偿准LDO （图3）的稳定性和补偿，应考虑它兼有LD0和NPN稳压器的特性。因为准LDO 稳压器利用NPN导通管，它的共集电极组合也就使它的输出极（射极）看上去有相对低的阻 抗。然而，由于NPN的基

29、极是由高阻抗PNP电流源驱动的，所以准LDO的输出阻抗不会达到 使用NPN达林顿管的NPN稳压器的输出阻抗那样低，当然它比真正的LDO的输出阻抗要低。也就是说准LDO的功率极点的频率比NPN稳压器的低，因此准LD0也需要一些补偿以达 到稳定。当然了这个功率极点的频率要比LDO的频率高很多，因此准LDO只需要很小的电容, 而且对ESR的要求也不很苛刻。例如，准LDO LM1085可以输出高达3A的负载电流，却只需10uF的输出钽电容来维持 稳定性。准LDO制造商未必提供ESR范围的曲线图，所以准LDO对电容的ESR要求很宽松。低ESR的LDO国半（NS）的两款LCO, LP2985和LP2989

30、,要求输出电容贴装象陶瓷电容一样超低ESR。这 种电容的ESR可以低到510mQ。然而这样小的ESR会使典型的LDO稳压器引起振荡（图 18）。为什么LP2985在如此低ESR的电容下仍能够稳定工作？国半在IC内部放置了钽输出 电容来补偿零点。这样做是为了将可稳定的ESR的上限范围下降。LP2985的ESR稳定范围 是3Q到500MQ，因此它可以使用陶瓷电容。未在内部添加零点的典型LDO的可稳定的ESR 的范围一般为100mQ-5Q，只适合使用钽电容并不适合使用陶瓷电容。要弄清ESR取之范围上限下降的原因，请参考图15。上文提到，此LDO的零点已被集 成在IC内部。因此外部电容产生的零点必须处

31、在足够高的频率，这样就不能使带宽很宽。 否则，高频极点会产生很大的相移从而导致振荡。使用场效益管（FET）作为导通管LDO的优点LDO稳压器可以使用P-FET （P沟道场效应管）作为导通管（图19： P沟道场效应管LDO 内部结构框图）。为了阐述使用Pl-FET LDO的好处，在PNP LDO （图2）中要驱动PNP功 率管就需要基极电流。基极电流由地脚（ground pin）流出并反馈回反相输入电压端。因此, 这些基极驱动电流并未用来驱动负载。它在LD0稳压器中耗损的功耗由下式计算：PWR （Base Drive）=Vin X Ibase （11）FIGURE 19.禺隆料IftfcF謁謝蚣

32、梯支图19需要驱动PNP管的基极电流等于负载电流除以8值（PNP管的增益）。在一些PNP LDO 稳压器中B值一般为1520 （与负载电流相关）。此基极驱动电流产生的功耗可不是我们 期望的（尤其是在电池供电的低功耗应用中）。P沟道场效应管（P-FET）的栅极驱动电流 极小，较好地解决这个问题。P-FET LDO稳压器的另一个优点，是通过调整场效应管（FET）的导通阻抗（ON-resistance）可以使稳压器的跌落电压更低。对于集成的稳压器而言，在单位面积上 制造的场效应功率管（FET power transistors）的导通阻抗会比双极型开关管（Bipolar ONP Devices）的导通阻抗低。这就可以在更小封装（Packages）下输出更大的电流。