一种新型的全桥零电压零电流开关PWM变换器(完整版)实用资料

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1、一种新型的全桥零电压零电流开关PWM变换器（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑 完整版实用资料，欢迎下载）第24卷第1期中国电机工程学报Vol.24 No.1 Jan. 20042004年1月Proceedings of the CSEE 2004 Chin.Soc.for Elec.Eng. 文章编号:0258-8013(200401-0147-06中图分类号:TM714文献标识码:A学科分类号:4704031一种新型的全桥零电压零电流开关PWM变换器许峰,徐殿国,柳玉秀(哈尔滨工业大学电气工程系,黑龙江哈尔滨150001ANOVELZERO-VOLTAGEANDZERO-CURRENT

2、-SWITCHING(ZVZCSFULL-BRIDGEPWMCONVERTERXUFeng,XUDian-Guo,LIUYu-Xiu(DepartmentofElectricalEngineering,HarbinInstituteofTechnology,Harbin150001,ChinaABSTRACT.Anovelzerovoltageandzerocurrent switching(ZVZCSfullbridge(FBpulsewidthmodulation(PWMconverterisproposedandanalyzed.Anauxiliarycircuitwhichconsis

3、tsofacoupledoutputinductorandadiode,isadaptedtoprovidezero-currentswitching(ZCSconditionstotheprimarylagging-legswitches.Manyadvantagesincludingsimplecircuittopology,highefficiency,andlowcostmakethenewconverterattractiveforhighpowerappficati-ons.Theoperation,analysis,featuresanddesignconsiderationsa

4、reillustratedandverifiedona3kW,100kHzinsulatedgatebipolartransistor(IGBTbasedexperimentalcircuit.KEYWORDS:DC-DCconverter;full-bridge;zero-current-switching;zero-voltage-switching摘要:提出一种新型的FB-ZVZCS-PWM变换器拓扑,采用耦合电感构成辅助电路,结构简单、没有耗能元件或有源开关,不增加原边电流应力。新拓扑具有良好的通用性,对采用不同箝位方式如阻容吸收、次级无源箝位或有源箝位的全桥变换器均适用。变换器主开关

5、管全部采用IGBT,开关频率大幅提高,功率密度、轻载效率及软开关负载范围显著改善,而变换器成本降低。给出了变换器拓扑结构、关键参数设计及实测波形,新拓扑已应用在3kW,350VDC变换器中。关键词:DC/DC变换器;全桥变换器;零电流开关;零电压开关148 中国电机工程学报第24卷 第1期许峰等:一种新型的全桥零电压零电流开关PWM变换器149 150 中国电机工程学报第24卷 第1期许峰等:一种新型的全桥零电压零电流开关PWM变换器151 152 中 国 电 机 工 程 学 报 第 24 卷 收稿日期：2003-07-23。 作者简介： 许 峰（1969-） ，男，副教授，在职博士研究生，研

6、 究方向为大功率软开关 DC/DC 变换技术； 徐殿国（1960-） ，男，教授，博士生导师，研究方向 为电力电子与电力传动等。 （责任编辑 王彦骏） 双正激DC/DC变换器的一种新型拓扑研究目前在各种电气设备中应用的各式各样的开关电源,大多数都采用间接式DC/DC 变换电路。它具有隔离性能好,便于提供多路输出直流电源等优点。间接式DCPDC 变换电路通常又分为单端电路和双端电路。一般小容量的开关电源多采用单端正激式或单端反激式DC/DC 变换电路,其高频变压器铁芯中的磁通是单方向脉动的。单端间接式直流变换电路所存在的主要缺点是高频变压器铁芯中的磁通只工作在磁化曲线的第1 象限,一方面使铁芯不

7、能得到充分利用,另一方面总需要解决磁通复位的问题。相比之下,双端间接式DC/DC 变换电路比较适用于中大容量的开关电源,其高频变压器铁芯的工作磁通在磁化曲线的第1、3 象限之间对称地交变,铁芯的利用率较高,也不必担心磁通的复位问题。而且对应于正负半周都可以向输出传递能量,加之高频变压器铁芯的磁通变化线性范围宽,有利于减小变压器的绕组匝数和铁芯体积,提高开关电源的功率密度和工作效率。因此研究开发完善、可靠的双正激DC/DC 变换拓扑方案一直为国内外有关研究和工程技术人员所关注。基于上述考虑,我们在科研实践中,提出了一种新型双端正激式DC/DC 变换器的半桥拓扑方案,特别适合于整流器、逆变器等具有

8、高压直流环节的电力电子系统,利用其现成的高压直流环节,为系统的控制、驱动和检测保护提供多路直流电源。与以往的双端正激式拓扑结构相比较,其特点是可以有效地避免上下两桥臂在高频PWM 开关过程中易于出现的直通短路问题,使开关电源的可靠性大为提高,而且其输入电压可以很高,输出直流电源容量大、组数多,尤其适用于中大功率电力电子系统。目前在国内外尚无有关同类拓扑的文献报道。鉴于所有半桥拓扑结构的双端正激DC/DC 变换器,在直流输入电压高、高频变压器变比大的情况下,都存在磁通维持续流阶段的不理想方面,本文提出了一种独特的磁通维持续流控制方法。同时,为了解决开关电源的自启动问题,还给出了一种自举电路控制方

9、案。新型拓扑结构及工作原理：主电路采用了如图1 所示的拓扑结构。图中变压器原边采用半桥式双正激电路,主电路可直接利用高压直流环节供电。两原边绕组L1、L2 上下对称,极性相反,共用同一铁芯。这种结构可以有效地避免在高频PWM 开关作用下,由于MOS 管关断不及时所可能出现的上下桥臂直通现象。图中右上回路代表着一系列带有中间抽头的副边绕组及高频整流滤波环节。它对副绕组两端产生的正2零2负三电平交变高频脉冲电压,通过两只快恢复二极管实现全波整流,然后进行L-C 滤波或直接电容滤波后稳压输出。另外,为了稳定输出电压和提高抗干扰能力,电路中还选择了其中一组副边为SG3525 芯片的PWM控制提供反馈电

10、压。以下将每个开关周期分为三个阶段来分析整个主电路部分的工作原理。首先要假设变压器原边电流的正方向是流入绕组同名端的。主电路中开关管M1 、M2 占空比变化范围是050 % ,且轮流导通。1) 开关管M1 导通时,电容C1 的正向电压加在原边绕组L1 上。在此电压的激励下, 根据u =Ld i/d t , 可推导出式中U=Ud/2,即输入侧直流电压的一半,L 为高频变压器的等效励磁电感。在电路工作达到稳态后,每周期开关管M1 刚导通时对应的励磁电流初始值I0 应为负值,并且励磁电流以斜率UPL (常值) 从负到正线性增加(这里要注意的是:流经L1 的电流是由其励磁电流和总负载电流合成的,因而L

11、1 中电流的大小还取决于负载的轻重) ,同时各副边绕组两端感应生成正向电压脉冲。2) 开关管M2 导通的情况与M1 类似,由于电容C2 端电压U = Ud/2 ,相对于L2 的同名端而言为反极性作用,其励磁电流的初始值I0 为正值,故此期间励磁电流是以斜率UPL 从正到负反向线性增加的,因而各副边绕组两端生成负极性电压脉冲。3) 当M1 、M2 都不导通时,需要主磁通励磁电流保持在最大值I0 不变,使各绕组磁通维持常值,根据法拉第电磁感应定律u = - d/d t ,主电路原边绕组及各副边绕组的端电压在此期间内均保持为零,从而使变压器副边电压为三电平PWM 脉冲波形,进而保证输出直流电压具有可

12、控性。从上面的分析我们不难看出主电路高频变压器的励磁磁势是依照规律线性增加(从负到正) =维持恒定(在励磁续流回路中)=线性减小(从正到负)而变化的,使得主磁通在第1、3 象限内对称交变,满足双端正激式控制的要求。按照本拓扑结构的上述工作原理,为了实现输出直流电压的可控调节,应该做到两个方面,其一是主电路中开关管M1 、M2 的PWM 占空比都能在050 %范围内连续变化;其二,在每个开关周期当中,除两只开关管按一定的PWM 占空比轮流导通的时间之外,还有一段时间二者均不导通,此期间需要保持励磁电流不变,使得输出感应电压为零。此外,为了使高频变压器铁芯的主磁通在第1、3 象限内的对称交变有更宽

13、的变化范围,从而有利于减少绕组匝数,充分利用铁芯和减小变压器体积,应设法使励磁磁势在两开关管均不导通期间维持在正向或负向最大值不变。这就要求在L1 和L2 两原边绕组均不导通的情况下,由其它副边绕组提供励磁续流磁势,然而通过计算机仿真和实验研究的结果都表明,在直流侧电压较高而变压器原、副边变比较大的情况下,仅仅依靠类似于L4 所在的副边整流回路提供励磁续流,其波形是很差的,远不能达到理想的三电平PWM控制效果。正是针对这一问题,本方案专门设计提出了一种励磁续流回路如图1 中右侧L3 所在的回路所示。回路中MOS 管M7 、M8 均带有反并联二极管。在主电路半桥的上下两管都不导通的时候,通过同时

14、开通这两只开关管,来维持主磁通的励磁磁势及励磁电流的连续性,由于该回路电阻很小,励磁电流近似维持不变。PWM控制信号产生电路：主电路的PWM 控制信号是由SG3525 产生出来的。由于3525 的控制简单且相关资料很多,在此我们就不详细给出其周边电路了。SG3525 根据变压器副边反馈的电压信号Vfd 调整输出PWM 控制信号的占空比,如图2 所示。由于主电路采用双端正激式结构,门极驱动信号也需要隔离,因此SG3525 输出端接于变压器T2 原边两端,两个副边分别以相反的极性来驱动开关管门极。至于励磁续流回路中的两个开关管的门极控制信号的控制逻辑,可以采用SG3525的两个输出信号的“或非”得

15、到,从而保证在OUTA 、OUTB 有一个为高电平时,G3、G4 就都输出低电平。只有当两个输出均为低电平时,G3、G4 才为高电平,进而驱动励磁续流回路开通。自举电路分析：作为实际能够应用的产品,必须要做到能够自启动,即自举。要利用上电时的输入直流高压,来得到能够提供给控制芯片的初始电源,在主电路变压器真正开始工作后,在某个副边会产生一定的电压,再利用此电压经过一定的处理作为工作电压提供给控制芯片,这样整个电路就可以正常工作了。在许多开关电源的方案中,或者根本没有提出自启动的解决方案,或者采用的是直接利用大电阻将主电路直流侧高电压分压得到,在整个电源工作时期内,它都要提供电压,消耗许多能量,

16、从而使得系统的效率大大降低。本方案提出一种有效的解决办法,如图3 所示,在上电初期,初始回路等效电阻较小,一旦工作电压建立起来,初始回路等效电阻变为很大,而且也不必为控制电路提供电源,因而提高了系统的效率。图3 中Vd 为主电路输入侧直流电压,V 为由某次级线圈提供的输出直流电压,R1 阻值很大,R2 相对R1 要小得多。刚上电时,V 为零,开关S1 断开。因此MOS 管TR1 导通。经过稳压管稳压后给作控制芯片的初始电源。一旦副边电压建立起来后,S1 闭合,进而拉低TR1 的栅极电压,使其关断。需要注意的是,R2 可以取得很小;同时,支路的电阻R1 由于场效应管栅极电流极小的缘故,阻值可以取

17、得很大。这一点避免了传统的方案中电阻必须较小以提供足够大的电流的缺点,从而提高了工作效率。仿真及实验波形分析：仿真波形：基于上面的电路原理分析,有助于理解以下给出的计算机仿真结果。本方案的可行性研究是通过Pspice810 软件仿真来完成的。它的强大功能很适用于电力电子电路的原理及性能分析。仿真采用Pspice 内置的元器件: 主电路的MOS 管采用IRFD150 ,高频变压器的模型由电感元件L 和耦合系数元件K构造而成。MOS 管的开关频率为40kHz ,仿真时间为10ms。选取暂态仿真即得到如图4 所示几组波形,它可更充分完整地说明前面分析的原理。以下将分析各波形的产生原理及相互联系。鉴于

18、主电路变压器原边上下桥臂工作情况类似,只需观察上桥臂的工作情况就可以较清楚地了解整个电路的工作原理。图4 (a) 展示的是加在主MOS 管M1门极的PWM控制芯片产生的波形(为了简化仿真,它只是逻辑电平。门极实际的电平变化请参照本文实际测量波形) ;而加在M2 的门极信号与之类似,只是从时间上交错开。图(b) 是流过绕组L1 的电流波形:从中也不难看出在主开关管M1 导通时为一条线性增加的直线,由于它还包含了负载电流成分,因而此直线并不是正负对称,而是向上平移了;在M1 关断时,L1 不流过电流。图(c) 是原边绕组L1 两端电压: 当主MOS 管M1 导通时,使原边线圈两端作用以U = Ud

19、/2 的正向电压;当M2 导通时,由于L1、L2 紧耦合且极性相反,则L1 两端为负电压;当M1 、M2 都关断时,L1 两端电压为零。图(d) 所示的是与图(b) 相关的励磁续流回路的电流波形:在M1 或M2 开通时,励磁电流由原边提供,此时该续流回路电流为零;当M1 、M2 都关断时,励磁电流通过续流回路作用维持恒定的正值或负值,以维持磁通近似恒定。通过这两个波形,进一步证实了在前面原理分析中对励磁电流变化规律的总结。图(e) 是励磁电流续流回路的MOS 管M7 的门极信号(M8 的与之相同) 。为了保证该回路能够在M1 、M2 关断时开通,两门极信号之间采用了“或非”的逻辑关系。具体的电

20、路结构可参照PWM 控制产生部分。图(f) 就是所关心的变压器某一副边绕组的波形:从图中可看出,它只在M1 导通时才出现正电平或M2 导通时出现负电平,而在两管均不通时,电压为零;也就是说,可以通过改变主电路MOS 管门极信号的占空比来达到控制输出电压的目的。这都是在励磁续流回路的作用下才得以实现的,否则在M1 、M2 关断期间,副边也会产生很高的电压,这便失去了输出电压的可控性。实验波形：在分析实验波形之前,应该注意的是由于变压器总会存在一些漏感,因此实际的波形与仿真得到的有一些细微差别,这是很正常的。在图5(a)中,上侧波形就是前面提到的主电路上桥臂MOS 管实际的门极信号,它是由SG35

21、25 的OUTA、OUTB 合成的,下桥臂MOS 管门极信号电平与其相反;图5 (a) 下侧波形是由OUTA、OUTB“或非”得到的励磁续流回路MOS 管的门极信号,从图中可以很好地看到两者的对应关系。在图5(b)中,下侧波形就是其中励磁续流回路的MOS 管门极控制电压信号;上侧波形为变压器某副边绕组的电压波形,可见只有在主电路MOS 管开通时,副边绕组两端才有正向或负向电压;而当M1、M2 均不导通时,绕组两端电压为零(由于漏感影响,有一些振荡) ,依此可以达到通过改变占空比调压的目的。实际波形与仿真波形基本吻合,表明实验取得了期望的结果。结语：在科研实践中,提出了一种新型的双端正激式DC/

22、DC 变换器拓扑方案。它除具有铁芯利用率高,正负半周均可传递能量等优点外,还可有效地避免上下桥臂直通短路问题。本文分析了其所构成的开关电源主电路及控制、自启动等回路的结构原理,同时还提出一种新型励磁磁势维持续流控制方法,有效地解决了其它方案的磁通维持阶段波形变差的问题,特别适合于直流输入电压高,高频变压器变比大的情况,具有较高的实用价值。第卷第期电力电子技术，兰塑鱼量圣笪墅些些曼！翼坠塑！垒型！望！至墅一种三电平双管正激软开关变换器研究闫之峰，马晓军，魏曙光（装甲兵工程学院，北京）摘要：介绍了一种三电平双管正激软开关变换器（，）拓扑结构，在该拓扑结构中，变压器初级采用了两组双管正激电路串联，变

23、压器次级电路并联，从而使变换器同时具有三电平电路和双管正激变换器的优点。软开关技术的应用减少了电磁干扰和功率损耗，提高了变换器的功率密度和转换效率。通过软件对电路进行了仿真，仿真结果证实该电路比双管正激软开关电路优越。最后利用三电平双管正激软开关技术成功研制了，的开关电源。关键词：变换器三电平；双管正激；软开关；开关电源中图分类号：文献标识码：文章编号：（）一，（如，砂矿舢，四聊而昭，驴曙，吼凡。）：印州（）（）珊伍，：；引言波电感和电容值均为无穷大其它器件均为理想器双管正激变换器克服了单管正激变换器开关管件。图示出拓扑结构。电压应力过高的缺点。而且不需要采用特殊的复位电路就能可靠地实现变压器

24、的磁复立【“。更重要的是，与全桥变换器和半桥变换器相比其在结构上有抗桥臂直通的优点因此已成为应用最为普遍的电路拓扑结构。三电平变换器可以使开关管电压应力进一步降低有利于开关管的选择；同时，三电平变换器能减少输出谐波畸变，提高供电质量。结合二者的优点。作者设计了一种三电平双管正激软开关图拓扑结构变换器（一的一个周期可分为个阶段图示出，）。通过将两个双管正激软开关电各开关模态的等效电路，图示出其工作波形。下路的变压器初级串联，次级并联。从而使变换器同面以一路双管正激电路为例，介绍其具体工作过程。时具有三电平电路和双管正激软开关电路的优点在时刻之前，主开关管。，以和辅助开很适合应用于初级输入电压高，

25、输出功率大的关管心均处于关断状态，谐振电容电压“凸，功率变换场合引。负载电流厶流过续流二极管。电路工作原理（）开关模态，（见图）在如时刻开假定输入滤波电容值。，既为无穷大，且参数通，谐振电感。和谐振电容。开始谐振工作，在。时刻，谐振电感电流也达到最大值，凸下降为完全一致，则既既巩，变压器漏感为，输出滤零。在。时刻，“凸一。，主开关管。，止两定稿日期：端电压开始下降到零：作者简介：闰之峰（一），山东聊城人，男，博士研究生研究方向电力电子与电力传动。玩（）争。（一）（）万方数据丝三塞垒重里丝丝垂叁奎丝叁堑塞“（）以蚴。（一）（）式中万，。：、厂丽于限制了“和以上的电压上升率，。，和止为零电压关断。

26、在，时刻，凸上升到零：（）一净寺（）（）“班等等（一壶等卜（）（）开关模态，。（见图）与。谐振工作，南流过续流二极管，在。时刻，萨巩：凸（），（）（）（）矗（）（）：（）口。（一岛）（）式中磊，、云了百，、瓦百（）开关模态。，（见图）当上升到。后，二极管。，以，导通，将凸箝位在。，在，时刻，励磁电流减小到零，变压器完成磁复位：“啦，（）、（案练）一警（）（）开关模态，（见图）流过，继续为负载提供能量。在时刻，开通，另一路双管正激电路工作，开始下半个周期（）【】（【】图各开关模态等效电路工作，其工作过程和上半个开关周期完全一样。仿真研究；舟；在双管正激软开关变换电路中，由于谐振电路存在能量损耗，

27、使得凸小于。，没有真正实现主开，、【厂关管的零电压导通引。电路采用巧妙的电路设，计，提高了，使其大于。，达到了主开关管零电沪“。：压导通的目的，从而进一步提高了变换器效率。利用矗，对和双管正激软开关变换器，进行了仿真，图示出仿真波形。通过对比，进一步，（，一；一证实了的优越性。、，；？图工作波形之。喜楚营（）开关模态。，（见图）在时刻零电压开通。和止，加在变压器初级绕组上的电；享：。丰：压为以。，在：时刻关断。，。励磁电流为：如（）祟（一，），（）（电平双符正激软开关变换器仿真波形厶式中三变压器初级激磁电感变压器初级电流为：，（）等竿（）（）（）开关模态，（见图）在：时刻关断率。的以后，整流管

28、。导通，负载折合到初级（）坝销正激软开关变换器仿真波形的电流。和通过止和以同时给充电，由图仿真波形万方数据第巷第期电力电子技术，州至鲤鱼圭兰旦！些！曼！垫坠墼！垒型！垡！三鲤鱼试验结果技术研制的开关电源具有体积小、重量轻、效由于同时具有三电平电路和双管正激变率高、可靠性高、电磁干扰小的优点，应用前景较好。换器的优点很适合于初级输入电压高输出功率大的功率变换场合而且与半桥和全桥变换器相比，结论三电平双管正激软开关变换器和两电平正激变不存在直通危险因此该拓扑结构具有很高的可靠性和较强的工业应用价值。作者在理论分析的基础上，成功研制了刖的开关电源，其工作频率为。图示出实验波形。换器相比具有以下优点：

29、（）由于三电平双管正激软开关变换器采用两套双管正激变换器组合而成，并交替工作。因此提高了变换器的输出功率，缩小了变换器的体积和重量；（）三电平双管正激软开关变换器的谐振电容簿（）二三电平双符正激软开关变换器辛符【驱动波形电压高于初级的输入电压从而可以真正实现开关管的软开关进一步减小开关损耗，有利于提高变换器的效率：（）三电平双管正激软开关变换器可以减小开关管的电压应力，有利于开关管的选择，同时，三电平变换器能减少输出谐波畸变，提高供电质量。参考文献扛卅斗叶：一阮新波直流开关电源的软开关技术北京：科学出版社【】龚广海三电平双管正激变换器的研究【】浙江大学【硕图实验波形士学位论文】冯翰双管正激变换

30、器组合技术的研究【浙江大学由图示出的驱动电压和主开关电压波形可见主开关实现了真正的软开关：由图示出的双管正激软开关变换器的驱动电压和主开关管电压波形发现，驱动脉冲到来时主开关两端仍有将近的电压，未真正实现软开关。因此，采用】硕士学位论文】，闫之峰一种双管正激开关电源的研制【】电力电子技术，（）：【王聪软开关功率变换器及其应用】北京：科学出版社（上接第页）逐渐变“胖”其变化是无级的，可以实现电压利用率（线与相电压的峰值比）在之间连续调节，实现了在整个线电压变化范围内每相一直有最大数目的单元模块参加叠加以及利用结论高压变频技术面临的问题实际上就是产品所要处理的高压要求与电力电子器件耐压不足两者之间

31、的巨大落差。这种落差的存在也为研究工作提供了巨大的想像空间，多电平的技术路线也为控制算法的研究提供了极大的自由度本文只是简单介绍了几种实用的方法，希望为同行提供一定参考。现有设备实现尽可能大的线电压输出从而始终保证逆变单元具有最高的利用率。最佳的输出线电压波形和最小的谐波。经国家权威机构现场实际测试，运行在范围内时，其输出线电压谐波小于参考文献】马志刚，张皓电力变换技术中的波形连续变换方法【国家发明专利：，】韩安荣通用变频器及其应用（第版）】北京：机械工业出版社【】憾（）格【】：图装置输出，相电压。，波形万方数据一种三电平双管正激软开关变换器研究 作者单位：刊名：英文刊名：年，卷(期)：被引用

32、次数：闫之峰， 马晓军， 魏曙光， YAN Zhi-feng， MA Xiao-jun， WEI Shu-guang装甲兵工程学院,北京,100072电力电子技术POWER ELECTRONICS2006,40(1)3次参考文献(5条)1.阮新波 直流开关电源的软开关技术 20002.龚广海 三电平双管正激变换器的研究学位论文 20023.冯翰 双管正激变换器组合技术的研究 20014.闫之峰 一种双管正激ZVT-PWM开关电源的研制期刊论文-电力电子技术 2005(01)5.王聪 软开关功率变换器及其应用 2000引证文献(3条)1.石勇 输出倍频级联不对称半桥三电平DC/DC变换器期刊论文

33、-电力电子技术 2021(1)2.吴小华.闫奎 多用途智能充电器的设计与研究期刊论文-机电一体化 2021(7)3.何仁平.魏伟 新型自然软开关变流技术研究期刊论文-电力电子技术 2021(4)2005年12月重庆大学学报(自然科学版D ec . 2005 第28卷第12期Jour nal of Chongqi n g U niversity(Nt u r l Sc ience Ed ition V o. l 28 No . 12文章编号:1000-582X (2005 12-0027-05移相全桥软开关变换器拓扑分析*陈 柬, 陆治国(重庆大学电气工程学院, 重庆 400030摘 要:移相全

34、桥软开关变换器从基本的移相全桥(FB 零电压(Z VS 脉宽调制(P WM 变换器, 发展到移相全桥零电压零电流(ZVZCS P WM 变换器, 及移相全桥零电流(ZCS P WM 变换器, 进而又产生一系列其它新型的移相全桥电路, 构成了这一类很具有发展和应用前景的变换器. 比较分析了上述3类主要的移相全桥软开关变换器的拓扑结构、工作特点和各自的优缺点. 改进的FB-Z VS-P WM 变换器扩大了滞后臂Z VS 负载范围. FB -ZVZCS -P WM 变换器解决了滞后臂软开关负载范围问题, 滞后臂较适合用绝缘栅极双极型晶体管(I G B T . FB-ZCS-P WM 变换器可以实现各

35、个功率管的ZCS , 更适合大功率场合.关键词:移相; 零电压开关; 零电流开关; 零电压零电流开关; 变换器 中图分类号:TM 910. 1文献标识码:A移相P WM 控制方式是近年来在全桥变换电路中广泛应用的一种软开关控制方式. 这种控制方式实际上是谐振变换技术与常规P WM 变换技术的结合. 移相全桥软开关电路有效降低了电路的开关损耗和开关噪声, 减少了器件开关过程中产生的电磁干扰, 为变换器装置提高开关频率和效率降低尺寸及重量提供了良好的条件. 同时, 还保持了常规的全桥P WM 电路中拓扑结构简洁, 控制方式简单, 开关频率恒定, 元器件的电压和电流应力小等一系列优点.1 移相FB-

36、Z VS-P WM 变换器 1. 1 基本的移相FB-ZVS-P WM 变换器移相全桥零电压P WM 软开关的实际电路如图1所示1-3.图1 基本的移相FB-ZVS-P WM 变换器图2是Q 1Q 4的开关控制波形. 与常规的全桥P WM 相比, 移相式FB -Z VS -P WM 变换器具有明显的优势. 利用变压器漏感和开关管的结电容谐振, 在不增加额外元器件的情况下, 通过移相控制方式, 实现了功率开关管的零电压导通与关断, 减小了开关损耗, 降低了开关噪声, 提高了效率, 减小整机的体积与重量. 其主要缺点为:滞后臂开关管在轻载下将失去零电压开关功能; 原边有较大环流, 增加了系统的通态

37、损耗; 存在占空比丢失现象3-8.图2 开关控制波形1. 2 串联饱和电感的改进拓扑在变压器初级串联饱和电感L r 的方案中9, 利用L r 的临界饱和电流特性及储能, 来扩大Z VS 的负载范围, 提高轻载时的输出效率. 与图1所示变换器相比,它具有明显的优势:有效扩大了零电压开关负载范围,*收稿日期:2005-08-10作者简介:陈柬(1981-, 女, 河南南阳人, 重庆大学硕士, 主要从事电力电子与电力传动方向的研究.保持了最小的环流能量, 减小了导通损耗; 减小占空比丢失; 改善了输出电压调节特性; 减小了副边整流二极管结电容的寄生振荡.1. 3 输出滤波电感参与谐振的改进拓扑这种电

38、路在滞后臂开关管进行状态转换的短暂期间, 使副边整流二极管不能同时导通, 则输出滤波电感可被用来参与谐振. 与基本的移相式FB-ZVS-P WM 变换器相比9, 它具有如下特点:输出滤波电感具有很大的数值, 可以存储很大的磁场能量, 从而大大扩展滞后臂开关管零电压开关负载范围; 减小占空比丢失; 输出电压可以通过变压器副边调节, 原边保持恒定的占空比, 从而可以加快系统的动态响应, 简化了控制电路, 无需考虑原副边的隔离; 饱和电感使副边整流二极管结电容的寄生振荡可忽略不计, 副边可以不考虑缓冲器的设计.1. 4 有源钳位型改进拓扑针对高压大功率场合整流管的寄生电容与变压器漏感相互作用会导致整

39、流管输出电压产生过冲及振荡现象的问题, 常用的抑制方法有整流管两端并联阻容吸收回路, 采用无源钳位吸收电路, 或使用低漏感变压器及谐振电感等, 存在的问题是吸收电路损耗大、影响效率, 或者能抑制电压过冲但无法完全消除振荡现象. 文献9提出一种在整流管输出端并联有源钳位吸收电路的方法, 不仅能有效抑制整流管电压过冲和振荡现象, 而且钳位回路本身损耗很小, 变换器具有较高效率.1. 5 增加辅助电路的改进拓扑这种电路的基本方法是, 给滞后臂并联一个辅助谐振电路, 利用辅助电路中的电感帮助漏感实现滞后臂开关管的ZVS . 此种方法在三相电压型逆变器设计中是最常用的软开关手段之一. 1. 6 其它改进

40、拓扑将一个续流二极管增加到输出端, 并且在原边增加由电阻、电容组成的吸收电路10, 如图3所示. 在变换器的钳位续流期, 大部分电流经过外加续流二极管, 降低了输出滤波电感电流对原边的影响. 但是, 外加续流二极管并不影响移相臂的/线性0切换, 这是因为在外加续流二极管导通之前, 移相臂的线性切换已经完成. 外加二极管的作用就是消除移相臂切换行为发生后的输出滤波电感对原边的反射, 降低了钳位续流期间原边电流的短路效应, 减少了环流期间的导通损耗, 提高了能量的传输效率. 在变压器原边增加由电阻、电容组成的压吸收电路使电流尖峰得到了明显的抑制 .图3 增加吸收电路和续流二级管的变换器另外, 文献

41、11介绍了利用能量恢复缓冲器的软开关变换器.2 移相FB-Z VZCS-P WM 变换器近年来I G BT 得到了迅速的发展及广泛的应用, 由于它具有较高的耐压值, 较低的通态损耗, 较大的功率密度和较低的成本, 更适用于大功率场合12-15. FB-ZVZCS-P WM 变换器就比较适合I GBT. 2. 1 饱和电感型FB-ZVZCS-P WM 变换器如图4所示, 这种在变压器初级串联隔直电容及饱和电感作为反向阻断电压源, 来复位初级电流的方案13, 16-17, 拓扑结构简单, 实现了有效的软开关特性, 电路中的占空比丢失几乎可以忽略. 但由于实际运行中饱和电感上有很大损耗, 饱和电感磁

42、芯的散热问题是一个很需要解决的问题 .图4 全桥ZV ZCS-P WM 变换器2. 2 有源钳位型FB-ZVZCS-P WM 变换器在整流管输出端并联有源钳位电路, 作为反向阻断电压源来复位初级电流. 钳位电路不仅对整流电压起钳位作用, 同时也为滞后桥臂功率管创造了ZCS 条件18. 不足之处是需使用额外的有源开关, 降低了输出效率.2. 3 辅助电路型FB-ZVZCS-P WM 变换器采用变压器辅助绕组和辅助电路来使初级电流复位, 优点是辅助电路中没有耗能元件, 整流管电压应力和初级环流均较小, 不足之处是辅助绕组的参数设计比较复杂19. 2. 4 复合型FB-ZVZCS-P WM 变换器文

43、献20提出在变压器次级采用耦合输出电感及辅助电路使初级电流复位的方案, 没有耗能元件或, , 28重庆大学学报(自然科学版 2005年管通过谐振可以实现/软换流020. 比较分析上述几种变换器拓扑, 文献20提出的方案较易于工程实现, 有较大的实用价值. 2. 5 其它FB -Z VZCS-P WM 变换器图5是一个带能量恢复缓冲器的FB -ZVZCS-P WM 变换器. 利用一个能量恢复缓冲器, 来代替附加抽头式电感和饱和电抗器, 以减小电流应力. 变换器可以减少惯性间隙的环路电流. 使用简化的能量缓冲器可以使环路电流和次级暂态过电压最小化 .图5 其它FB-ZV ZCS-PWM 变换器能量

44、恢复缓冲器和输出电感L f 一起减小了环路电流. 缓冲二极管D s 4和输出电容C f 连在一起用于对从次级电压V T 2到输出电压V 0的缓冲电容电压V cs 2钳位21. 因此, 简化的FB -Z VZCS-P WM 变换器可以减小次级的暂态过电压和环路电流. 这个简化的缓冲器也把开关损耗恢复到负载.3 移相FB-ZCS-P WM 变换器图6是一种电流源型FB -ZCS -P WM 变换器22, 其外特性与升压电路(Boost 一样, L b 是升压电感, C r 是谐振电容. 变换器采用移相控制, Q 3和Q 4的驱动信号分别超前于Q 1和Q 2. 同一桥臂的上下两管之间有一个重叠的开关

45、时间, 用来创造零电流开关条件. 它的特点是:1 输出整流管自动实现ZVS 和ZCS 换流; 2 采用固定频率控制和移相P WM 控制技术; 3 在实现ZCS 的同时, 变换器能保证较宽的负载调节范围; 4 如果将升压电感移到交流电压输入侧, 则可以实现单级功率因数校正(PFC. 但是对电路参数的要求很严格, 如果保护措施不当, 很容易产生过压而损坏开关管.图6 电流源型FB -ZCS-P WM 变换器图7介绍了一种电压源型的FB -ZCS -P WM 变换器, 存在的问题是:所选用的辅助管额定功率必须与初级开关管相当, 增加了成本 .图7 电压源型FB -ZCS-P WM 变换器4 其它新型

46、移相全桥电路4. 1 半桥和全桥组合的电路拓扑主电路如图8所示, 该电路是由一个半桥部分和一个全桥部分组合而成. 开关管Q 1、Q 2以及变压器T 1构成半桥部分; 开关管Q 1、Q 2、Q 3、Q 4和变压器T 2构成全桥部分. Q 1、Q 2是共用的开关管. 2个变压器的副边电压经叠加、整流后输出给负载. 整流输出端并有二极管D 9用于输出电流的续流; 还有由C Z 、D Z 1、L Z 、D Z 2构成的钳位电路用于减小占空比的丢失. 电路采用移相控制策略, 可以实现输出电压控制 .图8 主电路原理图这种电路克服了传统的移相全桥的缺点, 大幅度的扩大了负载的适用范围, 即使在轻载的工作环

47、境下也能实现4个主开关管的软开关, 实现了真正意义上的全程ZVS . 同时副边钳位电路的存在, 也减小了占空比的损失23.4. 2 带抽头电感的软开关FB-P WM 变换器在变换器拓扑里利用一个抽头电感滤波器, 扩大了软开关负载范围. 而没有使用附加的谐振电路和(或 辅助开关器件, 就可以大大减小电路中的环流量24.如图9所示, 抽头电感滤波器用在变换器输出端, . 29第28卷第12期 陈 柬, 等: 移相全桥软开关变换器拓扑分析于无源钳位元件整流电压当悬空时钳位在正极. 因此, 整流二极管(二者之一 就反向偏置, 输出电感电流流过悬空端的悬空二极管D 7. 于是通过变压器和初级电路的环路电

48、流就得到了抑制. 开关Q 3开通时工作在ZVS 和ZCS 状态, 关断时工作在ZVS 状态; Q 4开通和关断时都工作在ZCS 状态 .图9 带抽头电感的软开关PS-P WM 变换器4. 3 隔离交错的移相ZVS-P WM 变换器为了实现高容量的功率密度, 低的电磁干扰(E M I 和低成本, 介绍一种新型隔离交错的移相ZVS-P WM 变换器. 它由2个半桥组成, 不用辅助电路即可实现ZVS25. 如图10所示, 有并联型和串联型2种. 变压器T 1和T 2具有相同的变比, 并考虑励磁电感和漏感. 通过变换器2个支路之间的电压移相而控制功率传输, 每个支路工作半个周期. 在这种方式下, 就可

49、以保证高频变压器的退磁. 通过分析移相控制的一个周期的工作状态, 以看出开关控制是交错式的. 除此之外, 所有的开关管都可以工作在Z VS.图10 移相ZVS-P WM 变换器5 结 论移相FB -ZVS-P WM 变换器适合于高频、大功率、开关器件采用MOSFET 的应用场合. 但副边存在占空比丢失, 具有大的导通损耗, 归根结底是因为电路拓扑, 开关管选型, 电路参数匹配, 控制方式等方面存在不足, 这是以后深入研究的方向. 移相FB -Z VZCS -P WM 变换器更适用于大功率场合, 比较适合I GBT . 移相FB-ZCS-P WM 变换器比前二者具有更好的应用前景, 但目前尚处于

50、研究阶段. 其它新型电路都有其各自突出的特点, 具有很大的实际用途. 参考文献:1 杨旭, 赵志伟, 王兆安. 全桥型零电压软开关电路谐振过程的研究J.电力电子技术, 1998, 35(3:36-39. 2 刘宁庄, 伟力. 移相控制全桥变换技术的理论分析与计算机仿真J.现代电子技术, 2002, (10:100-101. 3 AYDE M I R M T, BENDRE A. A Cr itical Eva l uati on of H i ghPo w er H ard and Soft S w itched Iso l ated DC -DC ConvertersJ.IEEE T ran

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