设计更高能效、极低EMI准谐振适配器

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1、设计更高能效、极低EMI准谐振适配器时间：2010-04-16 15:56:13 来源： 作者：准方波谐振转换器也称准谐振(QR)转换器，广泛用于电源适配器。准方波谐振的关键特 征是金属氧化物半导体场效应晶体管(M 0SFET)在漏极至源极电压(VDs )达到其最低值时导通， 从而减小开关损耗及改善电磁干扰(EM I)信号。5准谐振转换器采用不连续导电模式(DCM)工作时，V必须从输入电压(V )与反射电压DSin(V )之和降低到V。变压器初级电感(L)与节点电容(C ，即环绕M0SFET漏极节点的所 reflec tinplump有电容组合值，包括M0SFET电容和变压器寄生电容等)构成谐

2、振网络，L与C相互振荡， lump振荡半周期以公式计算。然而，自振荡准谐振转换器在负载下降时，开关频率上升；这样，在轻载条件下，如 果未限制开关频率，损耗会较高，影响电源能效；故必须限制开关频率。限制开关频率的方法有两种。第一种是传统准谐振转换器所使用的带频率反走的频率 钳位方法，即通过频率钳位来限制开关频率。但在轻载条件下，系统开关频率达到频率钳位 限制值时，出现多个处于可听噪声范围的谷底跳频，导致信号不稳定。为了解决这个问题，就出现第二种方法，也就是谷底锁定，即在负载下降时，在某个 谷底保持锁定，直到输出功率大幅下降，然后改变谷底。输出功率降低到某个值时，进入压 控振荡器(VCO)模式，参

3、见图1。具体而言，反馈(FB)比较器会选定谷底，并将信息传递给计 数器，FB比较器的磁滞特性就锁定谷底。这种方法在系统负载降低时，提供自然的开关频 率限制，不会出现谷底跳频噪声，且不降低能效。a)3CC0Cb)N七 AoNUJnD3dLL.a=HollMw3CCCC2CCGC100007CCCC6000050000CCCC准谐獗工作_ .1. _ _ _ _ _203040OUTPUT POWERS)EO60图i：谷底锁定方法示意图。最新准谐振控制器NCP1379/NCP1380概览NCP1379和NCP1380是安森美半导体新推出的两款高性能准谐振电流模式控制器，特别 适合适配器应用。作为应

4、用上述第二种方法的控制器，NCP1379和NCP1380包括两种工作模 式：一为准谐振电流模式，带谷底锁定功能，能消除噪声；二为VCO模式，用于在轻载时提 升能效。这两款器件还提供多种保护功能，如过载保护（OPP）、软启动、短路保护、过压保 护、过温保护及输入欠压保护。就工作原理而言，在带谷底锁定的准谐振模式，控制器根据反馈电压锁定至某个谷底 （最多到第4个谷底），峰值电流根据反馈电压来调整，提供所需的输出功率。这样，就解决 了准谐振转换器的谷底跳频不稳定问题，且与传统准谐振转换器相比，提供更高的最小开关 频率及更低的最大开关频率，还减小变压器尺寸。而在反馈电压小于0.8 V（输出功率减小）或

5、小于1.4 V（输出功率上升）时，控制器进入 VCO模式，此时峰值电流固定，为最大峰值电流的17.5%，而开关频率可变，由反馈环路设 定。在保护功能方面，这两款器件以读取辅助绕组电压结合提供过零检测（ZCD）和过载保护功能（参见图2），其中在MOSFET关闭期间（辅助绕组正电压）使用ZCD功能，而在MOSFET导 通期间（辅助绕组负电压）使用OPP功能，能够根据ZCD电压减小峰值电流。Rzcd辅助 绕组图2： NCP1379/NCP1380结合提供ZCD和OPP功能设计更高能效、极低EMI准谐振适配器时间：2010-04-16 15:56:13 来源： 作者：此外，这两款控制器内置80 ms定

6、时器，用于短路验证。还提供绕组短路保护功能，以 额外的电流感测（CS）比较器及缩短时间的前沿消隐（LEB）来检测绕组短路，当电流感测电压 （V ）达到电流感测电压阈值（V ）的1.5倍后就关闭控制器。CSILIM值得一提的是，NCP1380提供A、B、C和D等不同版本，用以满足客户不同的保护需求。 例如，四个版本均提供过压保护功能,而其中NCP1380A和NCP1380B提供过温保护,NCP1380C 和NCP1380D提供输入过压保护;另外,NCP1380A和NCP1380C提供过流保护闩锁，而NCP1380B 和NCP1380D提供过流保护自动恢复功能。此外，NCP1380A和NCP138

7、0B在同一引脚上结合 了过压保护和过温保护功能，而NCP1380B、NCP1380D及NCP1379在同一引脚上结合了过压 保护和输入欠压保护功能，这样就减少了外部元件需求。应用设计过程假定我们的目标电源规格为：输入电压85至265 V，输出电压19 V,输出功率60 W，rms最小开关频率45 kHz（输入电压为100 Vdc时），采用600 V MOSFET，230 V时待机能耗低rms于100 mW。这样，我们可将应用设计过程分解为多个步骤。1）准谐振变压器参数计算匝数比:- 600x0.85-375-10 J 0.25初级峰值电流:2P=乙丄G应(12x600.8510.25+U001

8、9.8；u2x60x250x45 一 r_ 它”nd 沖申 Qk 0.85初级电感:2x603.322 x 45k x 0.85最大占空比:j _ F礼搭卓说g_说机型 亍厂5U亦芒100= &祁=0.43初级均方根(RMS)电流:Pri,?K5 = I测芒磁= 3.32押挪=1.26H次级均方根(RMS)电流:t2 册、peak丄*53.320.25= 5.8,42) 预测开关频率负载下降时，控制器会改变谷底。问题在于如何才能预测负载变化时开关频率怎样变化。 实际上，功率增加或减小时，控制器用以改变谷底的反馈(FB)电平也不同，正是借此特性提 供谷底锁定。知道反馈电平阈值后，我们就能够计算开

9、关频率的变化及相应的输出功率。通 过手动计算或使用Mathcad电子表格，我们就可以解极出最大开关频率。83 kHz 93 kHz 90 kHz 95 kHz爲(W)图3：预测开关频率3) 时序电容值(C)计算t在VC0模式下，开关频率由时序电容(C)完成充电而设定，而C电容的充电完成受反馈tt环路控制。由准谐振模式的第4个谷底向VCO模式过渡时，输出负载轻微下降。要计算C电t容值，先要计算第4个谷底工作时的开关频率，并可根据反馈电压(V )与时序电容电压(V )FBCt之间的关系计算出V的值为1.83 V。然后，根据等式C =I T /1.83，可以计算出C的值Ctt Ct sw,vcot为

10、226 pF。我们实际选择的的200 pF的C电容。4) 应用过载补偿t在高线路输入电压(265 V )时，由于传播延迟，我们可以计算出峰值电流为：rms1两昭=0.823+ 26572600 xlO-9290X10-6= 4.32 A开关频率为:+沢 C沁l-I门 L、匚 lj故高线路输入电压时的功率能力为：弘卄”如獄；乙心沁10% 捞詔市畑=11個接下来要计算所需的过载保护电压。在高线路输入电压时，将输出功率限制为P (l)=70 W,再根据峰值电流限制(Ik(i 、)与输out(limit)pk(li mit)出功率限制之间的关系等式，可以计算出I ()=2.67 A。pk(li mit

11、)因此，可以计算出：2.67= 300 !根据电阻分压器的相关公式，以及选择下部分压电阻(R )为lkQ及过零检测电阻(R )oplzed为1 kQ，可以计算出上部分压电阻(R )为223 kQ。opu5) 选择启动电阻及启动电容启动电阻有两种连接方式，一是连接至大电容(Cbik),二是连接至半波电路。启动电容bulk的计算必须配合电源在V下降V ()之前关闭环路，相应计算出的C为3.9站，我们实际CCCC(off)Vcc选择的电容是4.7站。需要给C充电的电流I为28.5 AA。VccVcc如果选择的是连接大电容，则启动电阻R为2.76 mQ，相应的功率耗散为55 mW；startup如果选

12、择的是半波连接，则计算得启动电阻为880 kQ，相应的功率耗散为16mW。由此观之， 半波连接大幅降低启动电阻的功率耗散。6) 应用同步整流次级端的高均方根电流会导致输出二极管损耗增加。我们以极低导通阻抗的M0SFET MBR20H150来替代二极管，从而提升能效及降低轻载和待机时的能耗。相应地，可以计算60 W准谐振转换器的同步整流功率损耗为：体二极管损耗(P)Qdiode为7mW,M0SFET损耗(P )为1 W,总同步整流总开关损耗近似为1 W。相比较而言，使用MBR20200ON二极管时的总损耗为2.6 W,即采用MOSFET来替代二极管时节省损耗约1.6 W。性能测试基于安森美半导体

13、NCP1380B构建的19 V、60 W准谐振适配器的电路图如图4所示。在 启动时间方面，启动电阻连接至大电容时，测得启动时间为2.68 s；启动电阻连接至半波时， 测得启动时间为2.1 s。图4：基于安森美半导体NCP1380准谐振控制器的60 W适配器电路图另外，我们也测试了这电路板在115Vrms和230 Vrms条件下不同负载时的能效，参见 表1。通过表1可以看出，115 Vrms时25%、50%、75%和100%负载条件下的平均能效高达87.9%, 230 Vrms时25%、50%、75%和100%负载条件下的平均能效也达87.7%，超过“能源之星”2.0 版外部电源工作能效要求。此

14、外，轻载条件下的能耗也极低，能够帮助节省电能。115 VrmsPout (W)% (%)Pin( W)Eff. (%)60.610068.6588.345.57551.2988.730.35034.4088.215.22517.618641.01.3076.40.70.9474.50.50.6972.0PoutWPo60.645.530.315.21-00.70.5表1： 115 Vrms和230 Vrms条件下不同负载时的能效测试结果另外，通过改进电路，还能进一步提升能效及降低能耗。例如，在极低输出负载时， 可以采用特殊电路来移除TL431偏置抑制电路，从而降低持续消耗功率的启动电阻的能耗。

15、 另外，在轻载时结合移除TL431和NCP4302偏置抑制电路，还可进一步提升能效，使典型负 载条件下的平均能效增加至高于89%，而空载条件下的能耗也大幅降低，其中115V时为62 rms mW,而230 V 时为 107 mW。rms总结：本文探讨了准谐振转换器的基本特点、存在的问题及不同的解决方法，介绍了基于带谷 底锁定准谐振和VCO两种工作模式的最新准谐振控制器NCP1379和NCP1380的工作原理及关 键保护特性，并简要分析了其应用设计过程。测试结果显示，这两款准谐振控制器能用于设 计更高工作能效和极低待机能耗的准谐振适配器，满足相关能效标准的要求。值得一提的是, 优化电路后还能进一步提升能效及降低能耗，有助于满足更严格能效标准要求。