高精度直流稳压电源

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1、场陕西国防工业职业技术学院毕业设计论文题目 实用高精度直流稳压电源专业应用电子技术班级电子3102班姓名王耀林学 号指导教师郑海霞二。一二年1绪论随着全球对绿色环保问题的不断关注和开关电源在电气电子各个领域中 的优良表现，社会对其的需求量在不断的加大，开关电源也因为其高效率、 小体积、轻重量等多方面的优势在很多领域逐步取代了传统的连续工作的线 性电源，但同时人们对这种电源的效率、体积、重量、功率因素及可靠性等 方面提出了更高的要求。目前，开关技术的研究热点主要有新型高频高功率 半导体器件开发，外围新器件的开发，同步整流技术优化，电磁兼容优化， 高性能数字控制，拓扑结构和参数的最优化，低电压，大

2、电流电源的开发等 方面。随着研究的不断深入和电力电子技术的迅速发展，开关电源的工作频 率，效率将不断提高，体积将不断减小，性能将更加稳定，品种也将越来越 多。本文介绍了基于美国PI公司生产的单片开关电源芯片TOPSwitch系列设 计的多输出的AC/DC开关电源。设计电路选用TOPSwitch系列芯片的TOP244Y，该芯集成了 PWM控制 器、MOSFET功率开关管和欠电压、过电压等保护电路，芯片的开关频率为 132kHZ，最大占空比为78%。设计电路的开关电源输出功率为25W时，实 现了 12V/1.2A,5V/2A和30V/20mA三路直流电压输出，效率为80%以上。论文介绍了开关电源相

3、关内容，反激式开关电源的原理和应用技术，为 电路设计提供了理论指导，并且提出了反激式开关电源的设计规划。仔细分 析反激式开关电源之后，选择了电路所需的元器件的型号和参数，最终完成 电路图的设计。最后使用芯片专属的优化设计软件PI Expert对反激式开关电 源进行优化设计。设计结果为，优化设计之前电源的效率为78%左右，实际 输出直流电压的最大误差为3.5%，经过优化之后最大误差降为0.36%，且电 源效率提高到90%以上。反激式开关电源的直流输出回路接有EMI滤波器，有效地降低了开关电源的输出纹波。2方案论证2.1反激式开关电源介绍开关电源的基本组成如图2.1所示，其中AC/DC变换器用以进

4、行功率 变换，他是开关电源的核心部分；驱动器是开关信号放大部分，对来自信号 源的开关信号进行放大和整形，以适应开关管的驱动要求；信号源产生控制 信号，该信号有它激或自激电路产生；比较放大器对给定信号和输出反馈信 号进行比较运算，控制开关信号的幅值、频率和波形等，通过驱动器控制开 关器件的占空比，以达到稳定输出电压值的目的。除此之外，开关电源还有 辅助电路，包括启动、过流过压保护、输入滤波、输出采样、功能指示等电 路。开关电源典型结构有串联开关电源结构、并联开关电源结构、正激开关电源 结构、反激开关电源结构、半桥开关电源结构、全桥开关电源结构等。这里 重点介绍反激式开关电源结构。图2.1开关电源

5、的基本组成反激式开关电源如图2.2所示，当功率开关管VT1导通时，输入端的电 能以磁能的形式储存在变压器的初级线圈N1中，由于同名端的关系，次级 侧二极管V1不导通，负载没有电流通过。当功率开关管VT1断开时，变压 器次级绕组开始为负载供电，二次侧绕组和整流二极管构成电流回路，同时 完成了磁复位的功能。反激式开关电源输出纹波电压大，电压和电流调整率 低。要提高性能指标，可以增大滤波电容或增加辅助LC滤波器，或者在二 次侧再串联一个线性集成稳压器，但是这样势必增大体积和成本，稍弱了本 来具有的优点。因此，单端反激式变换器多用于100W左右的小功率电源。R图2.2反激式开关电源原理图2.2开关电源

6、的芯片简介2.2.1 TOPSwitch-GX芯片的内部工作原理简介TOPSwitch系列单片机开关电源是美国功率集成公司于上世纪90年代 中期推出的新型高频开关电源，它是三端离线式PWM开关的英文缩写(Three Terminal Off Line PWM Switch)被誉为“顶级开关电源”。它的特点是将高频 开关电源中的PWM控制器和MOSFET功率开关管集成在同一芯片上，是一 种二合一器件。TOPSwitch-GX是该公司推出的第四代系列产品，除具备 TOPSwitch-FX系列的全部优点外，它还将最大输出功率从 75W提高到 290W，适合构成大中功率的高效率，隔离式开关电源；将开关

7、频率提高到 132kHZ，有助于减小高频变压器及整个开关电源的体积，适合作为伺服电机 控制板的板载电源的主控器件。当开关电源负载很轻时，它能自动将开关频 率从132kHZ降低到30kHZ (在半频模式下，则由66kHZ降到15kHZ),这 样可降低开关损耗，进一步提高电源效率，采用被称作EcoSmart的节能新技 术，显著降低了在远程通/断模式下的功耗，当输入交流电压是230V时，功 耗仅为160mW。2.2.2 TOPSwitch-GX芯片的使用的特点TOPSwitch-GX的内部主要由18个部分组成，与第三代TOPSwitch-FX 系列的主要区别是在原有的5个组成部分上新增加了 3个单元

8、电路，电流极 限调节器也增加了软启动输出端；将频率抖动振荡器产生的开关频率提升到 132kHZ （全频模式）或66kHZ （半频模式）；给频率抖动振荡器增加了一个 “停止逻辑”电路，使其工作更为可靠。TOPSwitch-GX利用反馈电流来调 节占空比，达到稳压目的，当输出电压降低时，经过光耦反馈电路使反馈电 流减小，占空比则增大，输出电压随之升高，最终使输出电压维持不变，同 理，当输出电压升高时，通过内部调节，也能使输出电压维持不变。2.3 PWM反馈控制方式PWM开关稳压或稳流电源的基本工作原理就是在输入电压、内部参数 及外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行 闭环

9、反馈，调节主电路开关器件的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压 或电流等被控制信号稳定。控制取样信号有输出电压、输入电压、输出电流、 输出电感电压及开关器件峰值电流。由这些信号可以构成单环、双环或多环 反馈系统，实现稳压、稳流及恒定功率的目的。同时，可以实现一些附带的 过流保护、抗偏磁等功能。图2.4为Buck降压斩波器的电压模式控制反馈系统原理图。电压模式控 制是20世纪60年代后期开关稳压电源刚刚开始发展时所采用的第一种控制 方法。该方法与一些必要的过电流保护电路相结合，至今仍然在工业界广泛 应用。电压模式控制只有一个电压反馈闭环，采用脉冲宽度调制法，即将电 压误差放大器采样放大的慢变化的

10、直流信号与恒定频率的三角波上的斜波相 比较，通过脉冲宽度调制原理，得到当时的脉冲宽度。当输入电压突然变小 或负载阻抗突然变小时，因为主电路有较大的输出电容和电感的相移延时作 用，输出电压的变小也延时滞后。输出电压变小的信息还要经过电压误差放 大器的补偿电路延时滞后，才能传至PWM比较器将脉宽展宽。这两个延时 滞后作用是暂态响应慢的主要原因。电压模式控制的优点有：PWM三角波的幅值较大，脉冲宽度调节时具 有较好的抗噪声裕量；占空比调节不受限制；对于多路输出电源，它们之间 的交互调节效应较好；单一反馈电压闭环设计、调试比较容易；对输出负载 的变化有较好的响应调节。电压模式控制的缺点有：对输入电压的

11、变化的动 态响应较慢；补偿网络设计由于闭环增益随输入电压而变化而更为复杂；输 出LC滤波器给控制环增加了双极点，在补偿设计误差放大器时，需要将主 极点低频衰减，或者增加一个零点进行补偿。在检测及控制磁芯饱和故障状 态方面较为复杂。2.4反激式开关电源的设计规划本课题要求设计基于TOPSwitch系列芯片设计的单片反激式开关电 源，用于智能仪表的多输出AC/DC开关电源。综合运用所学过的电力电子 和模拟电路等多学科知识。设计电路的输出总功率为25W，采用反激式开关电源，共有三路输出电 压，输出电压各为12V/1.2A，5V/2A，30V/20mA。电路采用闭环反馈控制模 式称为脉冲宽度调制（PW

12、M）稳压方式，使输出电压稳定在设定值，电路有 过电压和欠电压保护，也有降低最大占空比的电路和从外部设定极限电流等。满足开关电源设计输出功率以及功能要求的TOPSwitch芯片很多，考虑 电路的可靠性、灵活性以及开关电源的效率，综合电路设计要求，最后在 TOPSwitch-FX和TOPSwitch-GX两个系列中做选择。现比较两种芯片的性能 特点。两种系列芯片的开关频率、最大占空比都没有大的区别，TOPSwitch-GX 系列比TOPSwitch-FX系列更加注重电源的效率，TOPSwitch-GX具有轻载时 自动降低开关频率的电路，对于TOPSwitch-GX而言，开关频率及占空比能 随输出端

13、负载的降低而自动减小。其减小量与控制端流入的电流成反比。当 控制端电流逐渐增大时，占空比能线性地减小到10%，但是当负载很轻时， 占空比还可低于10%。与此同时，开关频率也减少到最小值，以提高开关电 源在轻载下的效率。例如当开关频率在全频模式下，频率最小值就降至 30kHZ，在半频模式下开关频率最小值就降至15kHZ。该特性能保证开关电 源在轻载时，仍保持良好的负载调节功能，并且降低了电源的开关损耗，提 高了电源的效率。相对TOPSwitch-FX系列在电源轻载时跳过周期的方式更 加灵活和高效。所以对于现如今能源紧缺的环境，并且负载情况的多样性， TOPSwitch-GX系列更加适合作为本电路

14、设计的开关电源芯片。以宽范围交流输入为输入电压，参照PI公司提供的产品型号和最大输出 功率表，选择TOP244Y敞开式电源。该型号芯片的最大输出功率为40W， 芯片性能特点满足设计要求，而且增加的新功能可以使开关电源的电路设计 更加灵活而且可靠性高。选择好了芯片型号之后，开始对开关电源的EMI 电路、整流电路、高频变压器、保护电路、多路输出电路和反馈电路分部设 计。在设计过程中选择电路的各部分的元器件以及元件的参数。最后使用芯 片的辅助设计软件对反激式开关电源的电路进行优化设计。2.5开关电源的EMI设计开关电源应用于交流电网的场合，整流电路导致输入电流的断续，增加 了大量的高次谐波。同时，开

15、关电源中功率开关管的高速开关动作形成了电 磁干扰源，所以尽量降低开关电源的EMI，提高其使用范围，是从事开关电 源设计时必须考虑的问题。滤波是抑制干扰的一种有效措施，尤其是对开关 电源EMI信号的传导干扰和辐射干扰来说更是如此。任何电源线上的传导干 扰信号均可用差模和共模信号来表示。在一般情况下，差模干扰幅度小，频 率低，所造成的影响较小；共模干扰幅度大，频率高，还可以通过导线产生 辐射，所造成的影响较大。因此，欲减弱传导干扰，把EMI信号控制在有关 EMC标准规定的极限电平以下，最有效的方法就是在开关电源的输入和输出 电路中加装EMI滤波器。2.5.1电源的输入回路的EMI滤波器设计开关电源

16、的工作频率为10100kHZ。对开关电源产生的高频段EMI信 号，只要选择适当的去耦电路或网络结构较简单的EMI滤波器，就可获得满 意的抑制效果。开关电源EMI滤波器中的4只电容器用了两种不同的下标“x”和“y”， 不仅表示其在滤波网络中的作用，还表明了它们在滤波网络中的安全等级。 不论是选用还是设计EMI滤波器，都要认真地考虑Cx和Cy的安全等级。 在实际应用中，Cx电容接在单相电源线的L和N之间，它上面除加有电源 额定电压外，还会叠加L和N之间存在的EMI信号峰值电压，因此要根据 EMI滤波器的应用场合和可能存在的EMI信号峰值，正确选择适当的安全等级的Cx电容器。Cy电容器接在电源供电线

17、L、N与金属外壳(E)之间。在 使用开关电源滤波器时，要注意滤波器在额定电流下的电源频率。在安装滤 波器时，要特别注意滤波器的输入导线与输出导线间隔距离不能把它们捆在 一起走线，否则EMI信号很容易从输入线上耦合到输出线上，这将会大大降 低滤波器的抑制效果。电源线干扰可以使用电源线滤波器滤除，开关电源EMI滤波器的基本电 路如图所示。在图3.1中，Cx1和Cx2叫做差模电容，L1叫做共模电感，Cyl 和Cy2叫做共模电容。差模滤波元件和共模滤波元件分别对差模和共模干扰 有较强的衰减作用。AC滤波输出Cy1Cx L-2200pF0.1uF二二Cy2 -接地2200pF图3.1开关电源输入的EMI

18、滤波器共模电感L1是由同一个磁环上的两个绕向相反，匝数相同的绕组构成 的，通常使用环形磁芯，漏磁小，效率高，但是绕组困难。当工频电流在两 个绕组中流过时为一进一出，产生的磁场恰好抵消，使得共模电感对工频电 流不起任何阻碍作用，可以无损耗的传输。如果工频电流中含有共模噪声电 流通过共模电感，这种共模噪声电流是同方向的，流经两个绕组时产生的磁 场同相叠加，使得共模电感对干扰电流呈现出较大的感抗，由此起到了抑制 共模干扰的作用。L1的电感量与EMI滤波器的额定电流I的具体关系如下 表3.1所示：在实际使用中，共模电感的两个绕组由于绕制工艺的问题会存在电感差 值，不过这种差值正好被用作差模电感，所以，

19、一般电路中不必在设置独立 的差模电感了。共模电感的差值电感与电容Cx1及Cx2构成了一个n型滤波 器。这种滤波器对差模干扰有较好的衰减。除了共模电感以外，图中的电容 Cyl和Cy2也是用来滤除共模干扰的。对共模滤波在低频时主要有电感器起 作用，而在高频时大部分有电容Cyl和Cy2起作用。电容Cy的选择要根据 实际情况来定，由于电容Cy介于电源线和地线之间，承受的电压比较高， 所以，需要具有高耐压、低漏电流等特性2.5.2电源的输出回路的EMI滤波器设计由于开关电源的干扰源是不可能消除的，所以减小干扰源的能量就显得 十分重要。开关电源输出整流电路如图3.2所示，其中VD5为整流二极管， VD6为

20、续流二极管。由于VD5、VD6工作于高频开关状态，因此，输出整 流电路的EMI源主要为VD5和VD6。在图中，R5、C12和R6、C13分别为 VD5, VD6的吸收电路，用于吸收其开关时产生的电压尖峰。通过减少整流二极管的数量可减少EMI的能量，因此，在同等条件下采 用半波整流比采用全波整流和全波整流产生的EMI要小。为减小二极管的 EMI，必须选用具体软恢复特性、反向恢复时间短的二极管。从理论上讲， 肖特基势垒二极管（SBD）是多数载流子导流，不存在少子的存储与复合效 应，因而也就不会有反向电压尖峰干扰。但实际上对于具有较高反向工作电 压的肖特基二极管，随着电子势垒厚度的增加，反向恢复电流

21、会增大，也会 产生电磁噪声。因此，在输出电压较低的情况下选用肖特基二极管产生的EMI 会比选用其他二极管要小。图3.2输出整流电路的EMI滤波电路为了抑制开关电源的输出对负载产生共模、差模干扰，开关电源直流输 出端也可以使用直流EMI滤波器，它的典型电路如图3.3所示。它由共模扼 流圈L1，L2，扼流圈L3和电容C1，C2组成。为了防止磁芯在较大的磁场 强度下饱和而使扼流圈失去作用，扼流圈的磁芯必须采用高频特性好且饱和 磁场强度大的恒导磁率磁芯。图3.3开关电源输出回路的EMI滤波器2.6整流电路设计2.6.1输入整流电路AC输入 85V-265V图3.4输入桥式整流电路由图3.4可看出，电路

22、中采用四个二极管，互相接成桥式结构。利用二 极管的电流导向作用，在交流输入电压的正半周内，二极管D1、D3导通， D2、D4截止；在负半周内，正好相反，D1、D3截止，D2、D4导通，整个 周期内输出的电流方向一致。因此，整流电路输出的是方向不变的脉动直流 电压和电流。桥式整流器选择BR106，额定电流为10A，额定电压为600V。通过桥式整流器之后输出两端产生的是脉动电压，再通过C1将脉动的 直流电压变成一个变化幅度比较小，基本上波形比较平滑的直流电压。2.6.2输出高频整流电路开关电源的输出整流电路的工作频率要远远高于普通的线性稳压电源的 整流电路。开关电源中采用的整流电路类型多，从大的方

23、面分为有普通整流、 同步整流、异步整流、倍流整流等。现代高速超大规模的集成电路尺寸不断 减小，电源电压不断下降。本设计电路选用人们比较熟悉的普通整流电路， 高频变压器的次级采用半波整流技术。如图3.5所示，整流二极管选择为肖特基二极管SB540，额定电流为5A，额 定电压为40V。二极管与电容C2、C4和C12组成输出整流电路，由于输出 功率比较大，增加了 RC滤波回路L1，C3（L2、C9、L3、C11）来降低输出电压纹波。图3.5直流输出整流电路2.7高频变压器的设计变压器是一种应用电磁感应原理，将电能从一个电路传输到另一电路的 电磁装置，是电源设备中的关键部件之一。在电路中起电气隔离、储

24、能、变 压、交流、变阻等作用。在电源设计中，变压器参数的设计对电源装置的性 能、可靠性、安全性，具有至关重要的影响。2.7.1变压器磁芯的选择磁芯是制造高频变压器的重要组成，设计时合理、正确地选择磁芯材料、 参数、结构，对变压器的使用性能和可靠性，将产生至关重要的影响。因此， 磁芯材料及参数的选取，便成为高频变压器设计程序的主要内容之一。开关 电源高频变压器的磁芯的选择包括磁芯材料和磁芯结构两方面。全桥式开关 电源的变压器磁芯工作在整个磁滞回线区间，要求磁芯材料具有高饱和磁感 应强度，以最大限度地提高磁芯的工作磁感应强度，减小变压器体积。目前开关电源变压器的磁芯材料大多采用软磁铁氧体磁性材料，

25、这是由 于铁氧体磁性材料电阻率高、交流涡流损耗小、价格低、易加工成各种形状 结构的磁芯。这也是在开关电源中普遍应用的重要原因。开关电源变压器磁 芯有多种结构可供选择，其结构选择取决于变压器的工作体制、磁芯的材料、工作频率、输出功率和绝缘耐压及使用环境等因素。在本变压器设计中，选 择的是EE型结构的铁氧体磁性材料的磁芯。3.3.2变压器主要参数计算（1）变压器的输出功率P =23 UI = 25Wi=1(3.1)（3.2）（2）变压器的计算功率P = P x(1 +1)= 25x(1 + )= 56.25Wt o 门0.8式中，门一电源效率（3）设计输出能力A =（Ptx 104）1.16（3.

26、3）p 4B - f - K - K.式中，A 磁芯截面积乘积，单位为如4 ；P 一变压器计算功率，单位为W； tB 一工作磁感应强度，单位为T；f 一工作频率，单位为Hz；K 窗口占空系数；K 一电流密度系数。所以，由于占空比的变化较大，为便于工作点的自动调节等，Bm取为0.2T；K 取 468； k 取 0.2。)1.16 = 0.36(cm 2)56.25 x 1044 x 0.2 x 132 x 103 x 0.2 x 468根据式（3.3）的计算结果可知EE22型磁芯的尺寸和参数满足设计输出要求。（4）线圈计算本设计的高频变压器设计采用EE22型磁芯，其有效磁通面积S =0.46cm

27、 2，骨架的有效宽度为8.45mm。确定最大占空比dDmx =100%OR MIN DS（3.4）其中，U =135 V，直流输入最小电压值Um疔87.8V，MOSFET的漏- 源导通电压大约Uds=12V，代入上式得：Dmax =63.8%。Dm心随着输入电压 的升高而减小。输入电流的平均值Ia为I =25 0.36Aa 门 UMIN 0.8 X 87.8（3.5）式中，门一电源效率。初级峰值电流I为_ II ap (1- 0.5KRp)Dmax0.360.87A(1 - 0.5 x 0.6)x 63.8%（3.6）其中，%为初级纹波电流I与初级峰值电流七的比值，大约取为0.6,D ma=6

28、3.8%确定初级绕组电感LP（3.7）PoZ (1 门)+门I 2 K 1-KRP f 门P RP 2 s 其中，损耗分配系数Z=0.61, i =0.44A, K时二0.6，Po=25W，开关频率 f =132kHZ代入得:l 672H初级绕组的匝数N以通过下式计算n = LpIp *104（3.8）J M式中：S 磁芯截面积，单位为mm2 ；b 磁芯最大磁通密度，单位为To由（3.6）得i =0.92A，由（3.7）得l 672 uH ,S 为 41 mm2，b 为 1.5T， 代入（3.8）可得n =102.6，实取103匝。对于多路输出高频变压器，各输出绕组的匝数可以取相同的每伏匝数。

29、每伏匝数N可以由下式确定ONs =No（3.9）U o + U F式中：Ns 线圈数，单位为N；No一每伏匝数，单位为V/N；UF 一肖特基整流管的压降，单位为Vo所以对于12V输出的回路，次级绕组的圈数为6.18，所以取数值6；对 于5V输出回路，次级绕组的圈数为2.6,所以取数值3；对于30V输出回路， 次级绕组的圈数为15.5，取16o3.3.3变压器的漏感反激式开关电源的变压器把流过初级线圈的电流转换成磁能，并把磁能 储存在变压器的铁芯中，当电源开关管关断，流过变压器初级线圈的电流为 零的时候，开关电源变压器才把存储在变压器磁芯中的磁能转换为电能，并 通过变压器的次级线圈输出。开关电源

30、变压器的电磁转换过程中，其工作效 率不能达到100%，会有一部分能量损失。其中的一部分能量损失就是因为 产生漏磁或漏磁通而造成的，而开关电源变压器的漏磁通在5%20%之间。减小变压器的漏感的措施可以采用以下几种，减小绕组匝数，选用高磁 通密度、低损耗的磁芯；减小绕组厚度，增加绕组高度；在保证安全的前提 下，尽量减小绕组间绝缘厚度；初级和次级采用分层交替绕制，像“三明治” 那样初次级夹层，初级与次级线圈的位置尽可能安排均匀。这种方法不仅可 减小初级和次级线圈间的漏感，还可以保证初级和次级线圈平均长度相等， 满足初级和次级的铜损耗相等的条件。3.4反馈电路设计3.4.1反馈电路的类型开关电源的反馈

31、电路有四种类型：基本反馈电路；改进型基本反馈电路;配稳压管的光耦反馈电路，配TL431的光耦反馈电路。基本反馈电路的优点是电路简单，成本低廉，适合于制作小型化，经济 型开关电源，但是稳压性能差。改进型基本反馈电路，只增加一个稳压管和电阻就能提高负载调整率。 稳压管的电压一般为22V，必须增加反馈绕组的匝数，以获得较高的反馈电 压，满足电路的需要。配稳压管的光耦反馈电路，由稳压管提供参考电压，当输出电压发生波 动时，在光耦内部的发光二极管上可获得误差电压。配TL431的光耦反馈电路，其电路较复杂，但稳压性能最佳。这里用 TL431型可调式精密并联稳压器来代替普通的稳压管，构成外部误差放大器， 进

32、而对输出电压作精密调整，可使电压调整率和负载调整率均达到0.2%，能与线性稳压电源相媲美。这种反馈电路适合于构成精密开关电源。3.4.2反馈电路设计本设计电路的反馈电路的类型选择为配TL431的光耦反馈电路，如图3.6所示。 是一种新型光电隔离器件，它能够传输连续变化的模拟电压或模拟电流信号， 使其应用领域大为拓宽。本设计中选用Siemens公司的SFH615-2型低输入 电流光电晶体管的光耦合隔离器。经过光电耦合器和TL431组成的外部误差 放大器，调节控制端C的电流七，调整占空比D，从而使输出电压变化，达 到稳定输出电压的目的。5V/2A5V/2ARINC6 82uSFH ）二V I615

33、-2.七_ JR2310R3R410kC84.7u, C70.1uTL431 R710k图3.6电压反馈电路电路中的TL431可调式精密并联稳压器的工作原理为通过电路图中的R4和R7 （输出的取样电阻）组成的分压器，来检测5V输出电压的变化量U，然后将采样电压送入TL431的输入控制端，TL431的输出电压气（图 中K点的电压）也发生相应的变化，从而使光电耦合器中的发光二极管工作电流变化，光电耦合器输出电流。而光耦是一种以光为媒介来传输电信号的器件。通常把发光器（红外线发光二极管LED）与受光器（光敏晶闸管）封装在同一管壳内。当输入端加电信号时发光器发出光线，受光器接收光线之后就产生光电流，从

34、输出端流出，从而实现了 “电-关-电”转换。普通的光耦合器只能传输数字（开关）信号，不适合传输模拟信号。而线性光耦合器3.4.3反馈电路的改进方案如图3.6所示，开关电源反馈电路仅从一路输出回路引出反馈信号，其 余各路未加反馈电路。这样，当5V输出的负载电流发生变化时，会影响12V 输出的稳定性。解决方法就是给12V输出也增加反馈电路如图3.7所示。在 12V输出端与TL431的基准端之间并上电阻R6，并将R4的阻值从10kQ增 至21kQ。由于5V输出亦提供一部分反馈信号，因此可改善该路的稳定性。 在改进前，当5V输出的负载电流从0.5A变化到2A时即从满载电流的25% 变化到100%时，1

35、2V输出的负载调整率为Sj 2%，经改进后S/1.5%。12V/1.2AR4RINR2310R3 510R7 10kR6 76kC8 4.7u图3.7改进后的电压反馈的电路的12V输出反馈电路的设计方法如下：12V输出的反馈量有R6的阻值来 决定。假定要求12V输出与5V输出反馈量相等，各占总反馈量的一半，及 反馈比例系数K=50%。此时通过R4、R6的电流应相等，即I =1 4。TL431 的基准端电压Uref=2.5V。改进前，全反馈电流通过R4,因此I = UO1 -UREF = 5-Z5 X 106=250( H A)(3.10)R4 R410 X 103改进后，50%的电流从R6上通

36、过，即I =250pA/2=125pA。R6的阻值由下 式确定：R6=Uo2-UrefIR6(3.11)将 U =12V，Uref=2.50V，I =125pA 代如上式中，得到 R6=76kQ，可 取标称阻值75kQ。由于I 4已从250pA减至125pA，因此还须按下式调整 R4的阻值：R4=U01-UrefIr 4(3.12)将U =5V，U =2.50V，IR4=125pA代入上式中得到R4=20kQ。考虑 到接上R6之后5V输出的稳定度会略有下降，应稍微增大R4的阻值以进行 补偿，实取R4=21kQo参照这个方法也可以给30V输出增加反馈电路。3.4.4芯片的控制回路设计如图3.6所

37、示，高频变压器的反馈绕组电压经二极管BAV21和C6组 成的整流滤波电路，通过光电耦合器中的光敏三极管给TOP244Y的控制端C 提供偏压。反馈电压的该变量经光电耦合器之后使控制电流IC发生变化，控 制电流改变之后芯片内部的PWM稳压电路调节开关管的占空比，最终使输 出电压稳定在额定值。R2为光电耦合器SFH615-2的限流电阻，R2的大小决 定控制环路的增益。电容器C8为软启动电容器，可以消除刚启动电源时芯 片产生的电压过冲。在X和S之间接的一只电阻为芯片的极限电流设定电阻RIL值为5kQo 只需要改变RIL即可调节IM的大小，进而从外部设定极限电流的值。3.5多路输出电压电路设计开关稳压电

38、源的输出可以是单路的，这种电源多为专业电源。而多数电 源为多路输出，其中一路为主输出，其他各路为辅助输出。带有变压隔离器 的DC/DC变换器中，其输出与输入由变压器隔离，可以通过增加变压器副 边绕组数目的方法来实现多路输出。下面简述本设计使用的DC/DC变换器的多路输出技术一一多副边绕组 式。多副边绕组式是最简单的、应用最早的一种多路输出技术。选择一路输 出作为主输出，对其进行闭环反馈控制，使其达到稳压精度的要求。而其它 各路，只经过整流、滤波输出，稳压精度和纹波等技术指标都很低。本课题设计电路提供两路主输出为12V/1.2A，5V/2A两路主输出和一路 30V/20mA的辅助输出；两路主输出

39、都有反馈回路稳压。高频变压器的次级 串联肖特基整流二极管SB540、并联滤波电容器C2、C3、C4和C9构成整 流滤波电路。3.6保护电路设计一个理想的开关电源，除了高电气性能指标和高安全性外，还要能应对 来自外界的恶劣条件和自身发生的故障，能对电源提供及时保护以免电源损 坏，影响整个电子系统的正常工作。3.6.1过电压、欠电压保护电路设计稳压电源发生过电压的主要原因是电源内部出现故障。开关管的击穿不 会引起输出过电压，出现过电压的主要原因是控制电路的元器件的损坏。输 出电压的慢慢爬高也会出现过电压的现象，但在开关稳压电源中，由于变压 器副边的高频整流电路采用扼流圈输入方式，因为滤波扼流圈电感

40、和滤波电 容具有较大的时间常数，输出电压的上升斜率是缓慢的，只有保护电路动作 迅速，就可以阻止电压缓慢上升超过规定值。当开关电源的输出低于规定值时，若负载为逻辑电路，则逻辑电路会发 生误动作。因此要求在开关电源中具有欠电压保护电路。欠压的原因主要是 电源的控制电路发生故障，如调节输出电压用的电位器的滑动片因受外界机 械冲击或多次使用而松动；误差放大器的基准电压降低；输入电压下降；控 制电路用的辅助电源的电压下降等。当输入电压下降时，除主输出电压下降外，辅助电源电压也随之下降。 为维持输出电压保持稳定，开关管增加导通时间，减小截止时间，这就要求 控制信号的导通时间增大，或者关断时间减小。若输入电

41、压继续下降，就会 使开关管的驱动电流不足。为避免这一现象发生，当辅助电源电压出现下降 并降到规定值时，应自动停止工作，使控制电路停止工作，保护稳压电源。 当输入电压在欠电压保护规定值上下的某一范围内波动时，控制电路会产生 忽通忽断的状态。同样，当负载发生变化时，也会出现同样的情况。TOP244Y芯片集成了欠电压。过电压检测电路在芯片内部，所以对于过 电压和欠电压保护来说更加容易实现，只需要在L端与小一个电阻器就可 以实现过电压保护、欠电压保护。本电路设计的电阻器的阻值为2MQ。3.6.2漏极保护电路由于高频变压器存在漏感，在MOSFET功率开关管有通态变成断态时， 高频变压器的原边绕组上会产生

42、尖峰电压。这个尖峰电压与直流电压和感应 电压叠加在一起，极易损坏MOSFET功率开关管。因此，必须设置漏极保护 电路，对尖峰电压钳位或吸收，以便保护MOSFET功率开关管。瞬态电压抑制器亦称瞬变电压抑制二极管（TVS），是一种新型过电压保 护器件。由于它的响应速度极快、钳位电压稳定、体积小、价格低，可用来 保护开关电源集成电路、MOSFET功率器件，以及其他对电压敏感的半导体 器件，还可作为各种仪表、自控装置和家用电器中的过电压保护器。瞬态电 压抑制器在承受瞬态高能量电压（例如浪涌电压、雷电干扰、尖峰电压）时， 能迅速反向击穿，有高阻态变成低阻态，并把干扰脉冲钳位于规定值，从而 保证电子设备或

43、元器件不受损坏。钳位时间定义为从零伏达到反向击穿电压 最小值所需要的时间。TVS的钳位电压极短，仅1ns，所能承受的瞬态脉冲 峰值电流却高达几十至几百安培。其性能要优于压敏电阻器（VSR），且参数 的一致性好。所以本设计中采用瞬态电压抑制器和超快恢复二极管组成的 TVS、SRD钳位电路，它并联在高频变压器的原边绕组两端。这种效果最佳， 应用最广，它充分发挥了瞬态电压抑制器的响应速度极快，能承受瞬态高能 量脉冲的优点。介绍所用原器件TOP244Y的功能结构框图，如下图2-4所示：图2-4内部功能结构框图漏极(D)引脚：高压功率MOSFET的漏极输出。通过内部的开关高压电流源提供启动偏置 电流。漏

44、极电流的内部流限检测点。控制(C)引脚：误差放大器及反馈电流的输入脚，用于占空比控制。与内部并联调整器 相连接，提供正常工作时的内部偏置电流。也用作电源旁路和自动重启动/ 补偿电容的连接点。线电压检测(L)引脚：过压(OV)、欠压(UV)、降低DCMAX的线电压前馈、远程开/关和同步的输 入引脚。连接至源极引脚则禁用此引脚的所有功能。外部流限(X)引脚：外部流限调节、远程开/关控制和同步的输入引脚。连接至源极引脚则 禁用此引脚的所有功能。频率(F)引脚：选择开关频率的输入引脚：如果连接到源极引脚则开关频率为132 kHz, 连接到控制引脚则开关频率为66 kHz。源极(S)引脚：这个引脚是功率

45、MOSFET的源极连接点，用于高压功率的回路。它也是初 级控制电路的公共点及参考点。TOPSwitch-GX产品系列功能描述口：（1）控制（C）引脚工作控制引脚是提供供电和反馈电流的低阻抗节点。在正常工作期间，分流 稳压器用来将反馈信号从供电电流中分离出来。控制引脚电压VC是控制电路 （包括MOSFET栅极驱动在内）的供电电压。应在控制极及源极引脚间就近 放置一个外部旁路电容以提供瞬时栅极驱动电流。连接到控制脚的所有电容 也用于设定自动重启动定时，同时用于环路补偿。启动时，整流后的直流高压加在漏极引脚上，MOSFET起初处于关断状 态，通过连接在漏极和控制引脚间的高压电流源对控制电容充电。当控

46、制引 脚电压。接近5.8V时，控制电路被激活并开始软启动。在10ms左右时间内， 软启动电路使MOSFET的占空比从零逐渐上升到最大值。在软启动结束时， 如果没有外部反馈/供电电流流入控制引脚，则内部高压开关电流源关断， 控制引脚开始根据控制电路所吸收的供电电流的大小开始放电。如果电源设 计正确，而且不存在开环或输出短路等故障时，在控制引脚放电到接近下限 阈值电压4.8V之前时（内部电源欠压锁存阈值），反馈环路将闭合，向控制 引脚提供外部电流。当外部流入的电流将控制引脚充电到5.8V并联稳压器电 压时，超过芯片所消耗的电流将通过电阻RE分流到源极引脚，如图2-4所示。 流经RE的电流控制MOS

47、FET的占空比，实现闭合环路调节。在采用初级反馈 结构中，并联稳压器很低的输出阻抗ZC决定了误差放大器的增益。控制脚的 动态阻抗ZC和外接控制脚的电容一起共同决定控制环路的主极点。当出现开环或短路等故障而使外部电流无法流入控制引脚时，控制引脚 上的电容开始放电，达到4.8V时激活自动重启动电路而关断MOSFET输出， 使控制电路进入低电流的待机模式。高压电流源再次接通并对外接电容充电。内部带迟滞的电源欠压比较器通过使高压电流源通断来保持VC值处在4.8 V到 5.8V的区域内，如图2-5所示。自动重启动电路中有一个除8的计数器，仅在 计满（S7）时才接通输出MOSFET，用以防止输出MOSFE

48、T在八个放电一充电周期 过去前重新导通。通过将自动重启动的占空比减到典型值4%，可有效地限制 TOPSwitch-GX的功耗。自动重启动模式将不断循环工作直到输出电压稳压通 过闭合反馈环路重新进入受控状态为止。图2-5上电正常工作自动重启动电源关断时的典型波形（2）振荡器和开关频率：内部振荡器使内部电容在两个设定的电压值间线性充放电，以产生脉宽 调制解调器所需的锯齿波电压。在每个周期的起点，振荡器将脉宽调制解调 器/电流限制的触发器电路置位。开关频率一般选择为132 kHz，这使变压器尺寸最小且冲1频率低于150 kHz。频率引脚与控制脚短接时，开关频率降至66 kHz （频率减半），这种特

49、性在对噪声敏感的视频应用或高效率待机模式中非常有用。如果频率引脚与源极引脚相连，则开关频率为缺省值132 kHz。为使EMI电平更低，开关频率以250 kHz速率（典型值）大约4 kHz的 范围内抖动，如图2-6所示。VdrainTime图2-6开关频率调制（理想化的VDRAIN波形）（3）脉宽调制器及最大占空比脉宽调制器通过驱动输出MOSFET来实现电压模式控制，其占空比与流入 控制脚超过芯片内部消耗所需要的电流成反比。此部分电流在RE两端产生反 馈误差信号，并由一个转折频率为7 kHz的RC滤波电路进行滤波，以降低芯 片电源电流中由MOSFET栅极驱动产生的开关噪音。经滤波的误差信号与内

50、部振荡器产生的锯齿波信号进行比较，产生占空比的波形。控制电流增大时， 占空比减少。由振荡器产生的时钟信号置位触发器电路，从而导通输出 MOSFET。脉宽调制器使此触发器电路复位而关断输出MOSFET。最大占空比 DCMAX按缺省值78% （典型值）设定。（4）轻载频率降低电源输出负载减少时，脉宽调制器根据流入控制引脚的电流按比例降低 占空比。当控制引脚的电流增加时，占空比线性降低到10%。为保持轻载时的 高效率，占空比低于10%时，频率开始线性下降，直到占空比为0时达到最低 频率。132kHz和66kHz工作时，最低频率一般为30kHz和15kHz。此特性使电源在轻载时可以较低频率工作，降低了

51、开关损耗，同时也能 保持良好的交叉调节和低输出纹波。(5) 误差放大器并联调整器也可在初级反馈应用中用作误差放大器。并联调整器的电压 由一个具有温度补偿的带隙基准提供。控制脚的动态阻抗设置误差放大器的 增益。控制脚将外部电路信号箝位在VC电压的水平。控制脚超出供电电流的 部分将被误差放大器隔离，并流经RE作为电压误差的信号。(6) 可外部编程的片内限流逐周期的峰值漏电流限制电路以MOSFET的导通电阻作为电流采样电阻。 流限比较器将输出MOSFET导通状态下的漏-源极电压VDS(ON)与一个阈值 电压相比较。漏电流太大将使VDS(ON)超过阈值电压并在下一个时钟周期开 始前关断输出MOSFET

52、。流限比较器的阈值电压采用温度补偿，使输出MOSFET 的VDS(ON)随温度所产生的变化对流限的影响最小。TOPSwitch-GX的缺省流 限值已在内部预先设定，但可通过连接在外部流限(X)引脚和源极引脚间的电 阻，从外部将流限控制在30%到100%缺省流限值之间。由于较大的 TOPSwitch-GX的RDS(ON)值较小，设定较低的流限值时可选择超出所需功率 的TOPSwitch-GX来获得更高效率/减少散热片面积。通过连接在外部流限(X) 引脚和经整流的直流高压总线间的电阻，流限随线电压的增高而降低，可实现真正的不受电压变化影响的功率限定工作。使用RCD箝位电路时，这种功率 限制技术能降

53、低高压输入时的最大箝位电压，能实现更高反射电压的设计并 降低箝位损耗。输出MOSFET刚导通时，前沿消隐电路将流限比较器抑制片刻。 在设置前沿消隐时间后，如果电源设计正确，电源初级侧电容产生的电流尖 峰及次级端整流器的反向恢复时间不会引起开关脉冲的提前误关断。如下图2-7所示，由于MOSFET的动态特性，前沿消隐后的一段时间内，流 限会相对更低些。为避免在正常工作时误触发电流限制功能，漏极电流的波 形应在图示的封闭区内。65432 JO 3210987654321) I I II 0 I I I I I I*ffU 1111000000000(PON一OJOSH2W3UTime （以司图2-7

54、漏极电流工作包络（7）线电压欠压保护（UV）在上电时，UV令TOPSwitch-GX在输入电压达到欠压阈值前保持关断； 在断电时，UV防止它在输出失调后自动重启动。在待机电源等应用中，它能 防止关断时由输入大容量电容缓慢放电而产生的干扰。上电时，UV阈值由连 接在线电压检测或多功能引脚和经整流的高压总线间单电阻设定。电源接通 后，UV阈值降到初始阈值的40%，使输入电压的工作范围更宽（UV下限阈值）。 工作时，如果在电源未失调的情况下达到UV下限，则此器件将保持关断，直 到UV达到上限为止。如果电源在达到UV下限前电源失调，则器件将自动重启 动。在每个自动重启动周期末（S7），UV比较器会被启

55、动。此时若没有超过UV 上限值，贝IJMOSFET在下一个周期内关断（见图2-5）。（8）线电压过压关断（OV）过压阈值和UV的设置采用同一电阻。超过此阈值时即强制TOPSwitch-GX输出关断。从图2-8可见OV和UV的比率设为4.5。当MOSFET 关断时，由于漏极没有反馈电压和漏电感尖峰，经整流的直流高压的抗浪涌 冲击的能力增大UMOSFET的额定电压（700V）。当MOSFET关断时，由于漏极 没有反馈电压和漏电感尖峰，经整流的直流高压的抗浪涌冲击的能力增大到 MOSFET的额定电压（700V）。OV阈值有少量迟滞以防止噪声引发关断。MPnXPin(EnablddI(Di&aHed)

56、iemf (De(aLHiPin Voftaras150300IMMinumDuyGycleCurrentLimiloupu MO5FET switcnmg图2-8线电压检测及外部流限引脚的特性曲线Oobled when supply output gees out qF regdaben（9）降低DCMAX的线电压前馈设置UV和OV的电阻同时也用于产生线电压前馈，使输出纹波最小并减 小了输入电压瞬态变化时对输出的影响。这种前馈的工作方式在图2-9中以不 同的值IL或IM表示。值得注意的是，对于相同的控制脚电流，更高的线电压 会使占空比更小。另外，最大占空比也从略高于UV阈值时的78%（典型值

57、）降 至OV阈值时的30% （典型值）（见图2-8）。在较高线电压时，选择DCMAX 为38%可确保TOPSwitch-GX的功率在正常工作时不会受到此特性的限制。Auto-re-siartTOP242-5 1.6 2.0TOP24&9 2.2 2.BJMHMF AworgLL3.8)0妇A。 = Q图2-9占空比和频率与控制引脚电流的关系（10）迟滞过热保护TOPSwitch-GX由精密的模拟电路提供温度保护，当结温超过热关断温度 （典型值140C）时，该电路就关断输出MOSFET，当结温冷却到迟滞温度以 下时，自动恢复并重新正常工作。此芯片采用70C的较大迟滞值，可以防止连 续故障情况下P

58、CB板过热。当电源过热关断后，VC的调节进入迟滞模式，控 制脚上的波形为4.8V到5.8V间（典型值）的锯齿波。光耦合器又成为光耦，是以光为媒介来传输电信号的器件。通常是把发光器（可见光LED或红外线LED）与受光器（光敏半导体管）封装在同一管壳内。当输入端加电信号时发光器发出光线，受光器接受光照之后就产生光电流并 从输出端流出，从而实现了 “电-光-电”转换。光耦合器的主要优点是单向 传输信号，输入端与输出端完全实现了电气隔离，抗干扰能力强，使用寿命 长，传输效率高；可广泛用于电平转换，信号隔离，级间耦合，开关电路， 远距离信号传输，脉冲放大电路中。在单片开关电源中，利用光耦合器可构 成光耦

59、反馈电路，通过调节控制端电流来改变占空比，达到稳压目的。设计中用到的是光耦合器SFH615-2，此光耦是双列直插式封装（如下图 2-11所示），图2-12为对应的内部结构图。对于线性光耦合器，它的电流传输 比（CTR）可在一定范围内线性调整并且在传输小信号时，其交流电流传输比流传输比耦合器的单片开关CTR为（CTR=Alc/AZf）很接近于直流电CTR值，因此适合传输模拟信号，使光 输出与输入之间呈线性关系，很适用于 电源。光耦合器SFH615-2的电流传输比 80%160%，反向击穿电压为35V。因为SFH615-2价钱较低，工作性能不错， 各参数也符合要求，所以被选定为电路元件。图2-12

60、光耦合器的内部结构图整体电路设计25W多路输出单端反激式开关电源的电路图如图3.8所示。本电路图是 以上分部电路设计的综合。电路的输入是经过EMI滤波和整流之后的直流 电。EMI滤波的电路和整流的电路如图3.2和3.4所示。开关电源的二路输 出电压 12V/1.2A 和 5V/2A。c 10连接高频变压器原级和次级，使变压器的原级和次级的接地电位相 同。该电源电路设计共使用了三片集成电路；TOP244Y型六端单片开关电源（IC1）；光电耦合器SFH615-2 （IC2）；可调式精密并联稳压器TL431（IC3）。，滤波输出Cy1Cx1AC输入煎Cx L-2200pF0.1uFCy2 接地220

61、0pF输入EMI滤波器 图3.8开关电源DC/DC电路出3.3u上112171.2AREMATL4：!I R.7电阻R1用来从外部设定电源芯片的功率开关管的漏极极限电流，使之 略高于满载或输入欠电压时的漏极峰值电流。当输入直流过电压时，R1还可 以自动降低最大占空比，随最大负载功率加以限制，同时也为欠电压或过电 压检测电阻，并能给线路提供电压前馈，以减少开关频率的波动。R1为2MQ， 即仅当直流输入U1电压达到100V时，电源才能启动。因为芯片的欠电压电 流为50A，过电压电流为225A。所以最大直流过电压为450V。过电压时 最大占空比随输入X端的电流增大而减小，当X端的电流从90A增加到

62、190A时，最大占空比就为78%，而对应于欠电压100V时，占空比线性降 低到47%。由TVS，SRD构成的漏极钳位电路，能吸收在MOSFET关断时由高频 变压器一次绕组漏感产生的尖峰电压，保护MOSFET不受损坏。TVS采用 钳位电压为200V的瞬态电压抑制器P6KE200型，SRD选用MF4006型，其 反向耐压为800V。精密光耦反馈电路由IC1、IC2等组成。输出电压通过R4、R6、R7获得 取样电压，与TL431中的2.50V基准电压进行比较后产生误差电压，再经过 光耦去改变TOP244Y的控制电流Ic，使占空比发生变化，进而调节Uo保持 不变。反馈绕组的输出电压经快速恢复二极管和电

63、容的整流滤波后，给光耦 中的接受管提供偏压。C5和R5 一起构成尖峰电压滤波器，使偏置电压在负 载较重时能保持恒定。总结开关电源具有体积小、重量轻、效率高输出电压范围宽等优点。本文基 于Power Integrations公司（PI）推出的高性能开关电源控制器TOP244Y，设 计一款多路输出单端反激式开关电源，设计包括开关电源电路的原理分析、 优化和系统的开发设计。设计开关电源可以提供三路直流稳压输出，输出功 率为25W。通过开关电源系统的优化之后，本次设计开关电源输出电压比较 稳定，效率达90%。TOP244Y开关频率为132kHZ，在开关电源处于轻载状态时，能自动将 开关频率降低为30kHZ （半频时降低到15kHZ）,这样可以降低开关损耗， 提高电源效率。所选芯片集成了 PWM稳压调电路可以灵活的通过反馈电压 控制输出电压；同时芯片自带多种保护电路，用户可以通过简单的设计，即 可设计出具有多种保护功能的开关电源，以降低开发设计成本和开发周期。 本文通过理论公式计算出高频变压器的初级和次级的匝数，再通过变压器设 计软件计算出高频变压器的其他参数，经理论设计和软件优化的结果可以满 足设计要求，输出电压稳定在合理误差范围之内。通过本次毕业设计，本人对反激式开关电源电路设计有了更为深刻的认 识。由于本人的实验条