本科优秀毕业设计】l波段接收机的设计

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1、毕业设计(论文)L波段接收机的设计学 院 年级专业 2003级电子信息工程 学生姓名 指导教师 专业负责人 答辩日期 2007年6月24日 毕业设计(论文)任务书学院：里仁学院 系级教学单位：电子工程系 学号学生姓名专 业班 级电子信息工程1班课题题 目L波段接收机的设计来 源实践主要内容对接收机的噪声、动态、增益的性能指标设计 对宽带低噪声放大器、电调衰减器、I&Q解调电路、零点漂移温补电路以及正交相位补偿网络等单元电路的设计产品的工艺设计和测试性能依据整机的设计基本要求1、 熟悉噪声、噪声系数、动态、增益、灵敏度、1dB压缩、隔离度、零点漂移等基本概念的理解并阅读相关资料。2、 理解宽带低

2、噪声放大器、电调衰减器、I&Q解调电路、零点漂移温补电路以及正交相位补偿网络等单元电路的工作原理及特点。3、由题目得出的主要技术指标设计L波段接收机原理框图。4、熟练运用工艺技术完成该接收机的整机设计。参考资料1、微波集成电路设计 6、通信电子线路2、现代通信原理 7、非线性电子线路3、模拟电子基础 8、毫米波工程基础4、雷达原理 9、微波工程 5、无线通信设备与系统设计大全 10、 燕山大学网上图书馆周 次14周58周912周1316周1718周应完成的内容收集资料，熟悉课题内容，学习相关知识主要单元硬件电路分析与设计电路原理框图设计及部件组装工艺、整机设计及总结论文书写课题总结答辩指导教师

3、：肖丽萍系级教单位审批：摘要本文主要介绍了L波段接收机的基本原理及具体电路设计，并对该接收机的关键技术、设计流程、达到的水平和应用前景做了简单介绍。通过专题研究，成功设计了放大、衰减、开关、混频、功分、鉴相、零度漂移和温度补偿等关键电路，较好的满足了该接收机低噪声、大动态和低零漂的性能要求，同时实现了I&Q两路基带信号良好的幅相平衡特性。诸多关键技术的突破，为同类产品的系列化、小型化、高可靠打下了坚实的基础。同时为同类大动态多通道接收机的设计开发提供了强有力的保障。达到了很好的经济效益和社会效益。该接收机的突出特点是：小体积、高增益、低噪声、大动态、良好的幅相平衡性和高稳定性。 关键词：接收机

4、；混频器；功率分配器；I&Q解调器；电调衰减器AbstractThis paper presents the circuit design .key technology and practically foreground of the L band low noise large dynamic receivers. We success to design the amplifier Attenuation switch mixer power divider detector phase and developed a low noise large dynamic zero temp

5、erature drift， also have perfect amplitude phase balance performance of I&Q two channel base band sign by special research. Many essential technical breakthroughs， for the similar production， the miniaturization， high， have reliably built the solid foundation. Meanwhile has provided the powerful saf

6、eguard for the similar greatly dynamic multi-channel receiver design development. Has achieved the very good economic efficiency and the social efficiency.The advantage of the receiver is low-profile high reliability low noise large dynamic and excellent amplitude phase balance performance.Keywords：

7、Receiver Mixer Power divider I& Qdemodulator The electricity adjust-attenuator目录摘 要IAbstractII第1章 绪论1 课题背景1 国内外发展现状2 本文研究的内容及安排3 本章小结4第2章 接收机原理及性能指标分析5 接收机简介5 常见的接收机方案6 接收机噪声特性分析接收机噪声系数8 噪声的来源9 噪声系数9 级联电路的噪声系数11 接收机灵敏度12 压缩点、最小可检测信号和动态范围13 1-dB压缩点13 互调失真三阶截断点IP314 无杂散响应动态范围16 接收机内部杂散响应17 本章小结18第3章 L

8、波段接收机设计19 L波段接收机的电路设计19 技术指标要求21 输入信号21 输出I、Q信号21 系统要求22 使用环境要求及其它特殊要求22 技术难点及关键电路设计22 零点漂移温度补偿电路的设计23 宽带I&Q解调器的设计24 电压跟随器的电路形式27 二极管电调衰减器27 整机噪声设计28 本章小结28第4章 L波段接收机的整机设计与调试29 工艺设计29 质量和可靠性设计29 组件的可靠性预计30 产品的调试结果及测试性能31 产品的调试测曲线图31 产品试性能如下：33 所用仪器33 产品外形33 产品外形尺寸及各端口功能33 L波段接收机实物照片34 本章小结35结 论37参考文

9、献39附录141附录245附录349附录467致 谢69第1章绪论1.1课题背景L波段接收机可广泛应用于军事通信和民用通信中，具有深远的社会意义和极大的研发价值。现代接收机在设计和实现上越来越趋向高性能、高集成度方向发展。在高集成度上，现代接收机采用半导体器件工艺飞速发展带来的高性能，高集成度电子器件与芯片，覆盖越来越宽的工作频段，集成度越来越高。例如世界著名的德国 R.S 公司最新的宽带通用接收机频段覆盖为10k3000MHz，具有优异的性能，能实现1Hz的频率分辨率，可程控全频段信号扫描，同时体积小、重量轻、功耗低，集成度非常高，可作为高精度的无线电测试仪器。在性能上，现代接收机主要是向高

10、线性、大动态范围、高灵敏度、高分辨率等方面发展。随着现代调制体制的快速发展，且无线频谱的利用率日益加剧，对接收机的线性度、动态范围、灵敏度、抗干扰能力、适应性等方面的性能和指标提出了越来越苛刻的要求。这就要求现代接收机在保证信号检测能力(即极高的灵敏度)的前提下，尽可能的提高接收机的线性度，使信号失真最小、误码率最低，尽可能的展宽接收机的动态范围，使接收机的适应度更大、抗干扰能力更强1。本课题就是基于这些原因对L波段接收机的增益、噪声、动态范围等技术指标进行设计和研究的。 L波段接收机是雷达、通讯等多种整机系统的核心部件之一，尤其在多功能相控阵雷达中应用更为广泛，如MTD、MTI等。现代雷达系

11、统与传统雷达相比，要求对动目标幅/相信息的综合处理更为精确，灵敏度要求更高，现有的L波段接收机由于普遍存在动态范围小、信噪比差、IQ输出基带信号的幅相平衡性差、零点温漂大等缺点，已不能满足该类整机系统更高的使用要求2。目前，在国内关于这种低噪声、大动态、超低零点温漂的接收机还未见有报道，所以开展这个方面的研究很有必要。噪声、动态、幅相平衡性和零点温漂等四个方面将是我们设计的重点，同时也是该接收机设计的难点。为此，我们重点开展了宽带低噪声放大器、电调衰减器、I&Q解调电路、零点漂移、温补电路以及正交相位补偿网络等单元电路的专题设计。其中的零漂温补和相位补偿两项技术都是首次运用到该类电路中，这两项

12、技术的引入有效的降低了电路的零点温漂、大大提高了电路的幅相平衡性。通过该课题的研究，我们突破了该类电路设计中的几个关键技术，为同类系列化产品的设计开发提供了强有力的保障，较好的满足了国家军民两个市场的需求。本文介绍了一种用于SAR系统的L波段接收机的设计原理和实现方法。1.2国内外发展现状总体来说，无论在军用，还是民用的无线通信中，接收机的设计趋势有了很大变化，可以从以下两个方面来讨论。第一：从发展方向考虑(1)接收机功能的广泛数字实现。由于现阶段 A / D、D / A 变换器取样率、数字信号处理能力的限制，大多数频段的RF变换部分还必须是模拟的，但是随着数字下变频技术的飞速发展，使得在很高

13、中频频段上不需要模拟器件，可以直接进行数字化，这对传统的微波电路是一个挑战。(2)扩频接收机。最初也是应用在军事上的，但其优良的特性使得其迅速转为民用。它利用各种调制方法将信号调制到很宽的频带上传输，具有保密性，减少干扰失真等优点。目前，大量的商业和军事上都广泛的应用扩频技术3。(3)系统仿真设计的应用。仿真方法可以无需每次实际搭建系统或者电路就可以估计其设计。在计算机中对复杂设计的参数进行修改要比搭建、测试、维修电路经济的多。现在很多商业软件例如 HP ADS ， Ansoft 等在系统仿真方面已经做得相当完盖第二：从工艺方面考虑随着半导体制造技术的发展， MMIC 单片微波集成电路inte

14、grated突破传统以陶瓷材料作为衬底的混合微波集成电路发展起来。在这类器件中，作为反馈和直流偏置元件的各个电阻器都采用具有高频特性的薄膜电阻，并且与各有源器件一起封装在一个芯片上，这使得各零件之间几乎无连线，从而使电路的感抗降至最低，且分布电容也极小，因而可用在工作频率和频宽都很高的场合中。目前， MMIC 的工作频率已可做到 60GHz ，频宽也已达到 1 SGHZ ，所有的发射机或接收机的射频和中频电路都可以应用。根据制作材料和内部电路结构的不同， MMIC 可以分成两大类：一类是基于硅晶体管的MMIC，另一类是基于砷化钾场效应管( GaAs FET )的MMIC。与传统MIC相比，MM

15、IC器件有着低成本，高稳定性，高一致性，体积小，工作频率高等优点。它开始主要应用于军用系统，如相控阵雷达、火箭与导弹的制导和电子对抗等系统4。90年代以来，MMIC在商用产品中开拓了广阔的市场。MMIC的采用，显著减少了设备的体积和重量，降低了造价，提高了性能，取得了很好的效果，例如在海湾战争中，美军灵巧武器中就已广泛地采用了MMIC，欧洲先进雷达技术集团研制的柯布拉炮位侦校雷达和美国 Raytheon-Hughes Aircraft 公司研制的AN / TPQ-47炮位侦校雷达等均己广泛采用MMIC。另外，近年涌现的LTCC (低温陶瓷共烧)工艺也广泛的应用在微波电路中，越来越多的受到重视。

16、1.3本文研究的内容及安排本文研究的主要内容：用宽带低噪声放大器、电调衰减器、I&Q解调电路、零点漂移温补电路以及正交相位补偿网络等单元电路设计一个低噪声、大动态、高增益、低零点温漂的L波段接收机，设计原理框图，然后依据框图进行精细的工艺制造完成整机制造。再利用精密的电子仪器对其性能进行调试并分析其运行结果。本论文的内容安排为：第1章是绪论部分。这一章主要介绍了本课题研究的背景和意义，然后给出了论文的内容安排。第2章先对一般接收机的基本原理做了简单介绍后又对接收机的性能指标进行简单分析。第3章给出L波段接收机硬件电路设计框图，并对其中一些关键单元电路，例如：宽带低噪声放大器、电调衰减器、I&Q

17、解调电路、零点漂移温补电路以及正交相位补偿网络等电路的专题设计等。第4章是对电路原理图进行精细的工艺设计，完成整机设计并对产品的可靠性做了估计。最后，总结了论文所做的研究工作。1.4本章小结本章主要介绍了L波段接收机的课题背景及接收机在国内外的发展现状，并对该论文的内容进行了编排。第2章接收机原理及性能指标分析2.1接收机简介 接收机是一个系统，所以系统设计的思想尤为重要。各级电路的工作频率，增益、噪声系数、线性度、功耗都要系统的考虑。除此之外，还要考虑总体大小、功耗、性能等，所以必须协调各电路模块，确保达到所需要的指标5。图2-1是一个一般接收机的系统电路框图。图中各个组件的功能如下： LN

18、A 混频器 中频放大器微波滤波器1 微波滤波器2 中频滤波器缓冲放大器 本振输入图2-1接收机的系统电路框图(1)微波滤波器1选择工作频段，限制输入带宽；抑制杂散信号，避免杂散响应；减小本振泄漏对天线和系统电路产生的影响。(2)低噪声放大器( LNA )一般在系统前端，其噪声性能的好坏直接影响着整机的性能，尤其是接收机灵敏度和整机噪声的好坏。它在不造成接收机线性恶化的前提下提供一定的增益，抑制后续电路的噪声。所以它必须具有很低的噪声系数、合适的增益、高的三阶互调截点以及低的功耗。(3)微波滤波器2抑制由 LNA 放大或者产生的镜像干扰；进一步抑制其他杂散信号；与第一滤波器一样，也起着减小本振泄

19、漏对系统不利影响的作用。(4)混频器将高频载波频率搬移到较低频率上，由于本振信号的存在，混频器是接收机中输入射频信号最强的模块，它的线性度尤为重要，要求高的三阶互调截点，同时又要求较低的噪声系数。(5)中频滤波器抑制相邻信道干扰，提供选择性；滤除混频器等产生的互调干扰分量；如果存在第二混频器，则需要抑制第二镜频。(6)中频放大器将信号放大到一定的幅度供后续电路处理，通常需要较大的增益并且实现增益控制。本文所设计的L波段接收机是一种高增益、大动态范围的接收机，它通常在低失真的情况下，不仅能够检测并放大所期望的有用信号，一般至少为90100dB，更重要的是，就高增益、大动态范围而言，该接收机对信道

20、中大信号的非线形互调产生的杂散响应具有高度抑制能力，且这些大信号往往远离接收机的通频带。大动态范围接收机的主要指标为：噪声系数、灵敏度、双音互调失真、三阶截断点、无杂散动态范围和内部杂散响应SFDR(Spurious-free Dynamic Range)。本章先简单介绍了一下一般接受机的工作原理，后又从噪声特性、灵敏度与动态特性等方面的分析来阐述接收机的这些指标。常见的接收机方案接收机有许多种实现方案，根据结构，大致分为以下几种：(1)外差式接收机它使用混频器将高频信号搬移到一个低得多的中频频率后再进行信道滤波和放大、解调，从而解决了高频信号处理所遇见的困难。依靠周密的中频频率选择和高品质的

21、射频和中频滤波器，一个精心设计的外差接收机可以达到很高的灵敏度，选择性和动态范围。为了获得更高的灵敏度和选择性，有时需要用两次或者多次变频，在多个中频频率上逐步滤波和放大。外差式接收机方案基于以下三方面考虑：首先，中频频率比信号载频低的多，在中频段实现对有用信道的选择要比在载频段上进行选择对滤波器 Q 值的要求低。第二，微弱的接收信号要转换为 A / D 变换器可工作的电平需要很大的总增益。采用外差高的增益。第三，中频高增益放大器比载波频段上的高增益放大器要容易和稳定。外差式接收机的最大缺点是组合干扰频率点多，尤其是镜像干扰现象尤为严重。解决的方法是在变频前加滤波器来滤除镜像干扰频率。高的中频

22、使得镜像频率远离有用信号的频率，利于抑制镜像频率的干扰，利于提高输出中频的信噪比。也就是有利于提高接收机灵敏度。但是高的中频使得具有相同 Q 值的中频滤波器带宽变大，必然就降低了它对相邻信道的抑制能力6。由前面讨论我们也知道，接收机选择信道和抑制领进干扰信道主要是靠中频滤波器，高的中频降低了接收机的选择性。所以说“灵敏度”和“选择性”是一对矛盾，而中频频率的选择成为平衡这对矛盾的关键。(2)零中频接收机它是最简单的实现方法，这种结构不存在镜像频率，所以不需要镜频抑制滤波器，只需要低通滤波器进行信道选择。结构见图2-2。LFPLFP限幅检测限幅检测L0900ILNA Q图2-2零中频接收机除了不

23、需要抑制镜像频率以外，直接下变频方案还有下列优点：接收机射频部分只包括低噪声放大器和混频器，增益不高，易于满足线性动态的要求；由于没有抑制镜像频率的滤波器，所以也不需要考虑放大器和它的匹配；由于下变频后是基带信号，因此不必采用中频滤波器来选择信道，而只需要用低通滤波器来选择基带信号。但是和外差式接收机相比较，0Hz 附近很不安全，所以零中频方案也存在不少难以解决的问题：包括本振泄漏、 LNA 谐波失真干扰、直流偏置和低频噪声。 (3)低中频接收机它具有和零中频相似的优点，可以有效抑制 DC 附近的问题，它要求很高的镜像抑制比，需要结合使用抑制镜频的变频结构和额外的镜频抑制措施。(4)镜像抑制接

24、收机外差式接收机靠变频前加滤波器来滤除镜像干扰频率。而镜像抑制接收方案是采用改变电路结构来抑制镜像干扰频率。一般电路采用正交混频结构，例如 Hartley 结构可以完全抑制中频的镜频信号，电路结构见图2-3。Weaver 结构可以有效抑制镜频信号，使得有用信号顺利通过。结构见图2-4。这种方案要真正做到抑制镜像干扰的关键有两点。一是两条支路必须完全一致，其中包括本振信号的幅度、混频器的增益、低通滤波器的特性低通滤波器低通滤波器900 Sinw1t 射频输入Cosw1t中频输出 图2-3Hartley结构抑制镜像频率低通滤波器低通滤波器 Sinw1t中频输出射频输入 Cosw1t 图2-4Wea

25、ver结构抑制镜像频率都必须一致。二是正交必须精确，即本振的两路信号要精确的相差，否则镜像频率不可能被完全抑制。这几种结构都有着各自的优缺点，选择哪一种结构要看系统的工作环境和指标要求。接收机噪声特性分析接收机噪声系数噪声和干扰是任何电子系统底大敌。接收机中的噪声会掩盖微弱信号，限制接收机对微弱信号的检测能力，即限制接收机的极限灵敏度。噪声可以是接收机自身产生的，也可以是从外部噪声源进来的7。要检测出信号，待测信号必须比系统的噪声强的多。因此，有必要对接收机的噪声性能进行详细的分析。2.3.1噪声的来源热电子和固态电子设备中的噪声可以分为三种主要类型：热噪声又称 Johnson 噪声，或奈奎斯

26、特噪声，是由束缚电荷热运动的随机起伏产生的。通常用在工作带宽 B 的电阻上噪声电压 Vn 的均方值来表征：10-23 J K ；T电阻绝对温度，单位 K；B工作带宽，单位 Hz；R电阻值，单位 。 上式说明噪声能量存在于给定带宽内与中心频率无关，单位带宽内的噪声分布称为白噪声。因此，热噪声的功率为： (2-2)两边取对数：(dBm) = 10LogkTB = 10LogkT +10LogB (2-3)由上式可以计算出常温下(T290K)，1 赫兹单位带宽上的热噪声功率为 -174dBm/ Hz ，定义为噪声基底，或写成 -204dBW / Hz、-144dBm/kHz 或-114dBm/ MH

27、z 。 散粒噪声这种噪声是由从源发射出的电子数量的起伏形成的，一般存在于固态器件或晶体管中。 闪烁噪声又称 1/f 噪声或低频噪声，是由大量的物理因素如系统的机械运动起伏、电磁辐射和量子噪声等产生的，特点是能量与频率成反比(1/f)，1/f 噪声在1Hz到1MHz之间的影响很大，超过1MHz热噪声的影响更为显。2.3.2噪声系数对于一个线性二端口网络，其输出波形与输入波形会有所不同，即产生失真，因为输入信号所有的频率成份不能以相同的增益(衰减)和延时传输，会造成失真，但是通过对二端口网络仔细的设计或对输入波形的带宽加以限制，这样的失真是完全可以避免的。然而在二端口网络内部产生的噪声仍然会改变着

28、输出信号的波形。在二端口线性无源网络中，噪声仅仅由二端口中的损耗引起，从热力学的角度考虑，说明这种损耗导致的随机变化正是我们所称的噪声。当二端口网络包含有源器件，诸如晶体管，就会存在其它的噪声机制。系统设计中需要着重考虑的方面之一是：加到传输信号上噪声的数量。通常以输出的信号功率与噪声功率之比来判(S/N)。一般来说信号附加噪声的功率与噪声功率之比(S+N)/N相对容易测得。而在大信号的情况下则用S/N。对二端口网络的研究中，确切地知道通过网络信号上的噪声量是相当重要的。表征这种特性的重要参数是噪声系数。噪声系数是定量描述一个元件或系统所产生噪声程度的指数，系统的噪声系数受许多因素影响，如电路

29、损耗、偏压、放大倍数等。二两端口网络的噪声系数定义为： = 输入端信噪比/输出端信噪比 (2-4)对于图2-5所示的二端口网络，其增益为G，附加噪声功率为Na，有： (2-5) (2-6)FGNaSiS0Ni=KTBN0图2-5具有增益和附加噪声功率二端口网络将式(2-6)代入(2-5)得： = (2-7) (2-8)两边取对数，且通常用分贝值来定义噪声系数，即NF =10LogF，则上式为： (2-9)上式(2-9)表明，以分贝值计算，通过二端口网络后，输出噪声功率是输入噪声功率加上噪声系数和增益。因为元件或系统的噪声系数NF与输入噪声无关，是其本身固有的特性，故噪声系数NF的定义是基于在室

30、温下，带宽为B的标准输入噪声源Ni而言的。Ni由下式给出： (2-10)即带宽为B的热噪声功率。则： (2-11) (2-12)2.3.3级联电路的噪声系数在典型的微波系统中，输入信号通过许多级联的元件行进，每一个元件会以某种程度降低信噪比。若知道各个级的噪声系数(或噪声温度)，就可以确定许多级联在一起的噪声系数或噪声温度。当信号发生器和天线传来的信号能量经过二端网络，由输入端到输出端时被放大或衰减，且噪声伴随着输入信号。通常一个系统包含着许多级联的二端口网络，由此构成整个二端网络将信号放大到足够的功率水平(按电路设计的要求)。下图2-6 为两个二端口网络级联，增益分别为G1和G2，噪声系数分

31、别为F1和F2，级联后的噪声系数与增益分别为F12和G12，F1G1Na1F2G2Na2 Si S0 Ni=KT N1 N0 图2-6两个网络级联由式(2-10)得： (2-13)这里，G12G1G2，但是F12F1F2，由上一节分析，根据式(2-6)、(2-10)及(2-12)可以得出： (2-14)由(2-14)式，第二级网络在输出端产生的噪声功率为： (2-15)则输出端总的噪声功率为： (2-16)由式(2-16)得出，两级级联网络的噪声系数为： (2-17) 可以推广到如下图2-7所示的N个网络的级联，由此可得总的噪声系数为：F1G1Na1F2G2Na2Fn-1Gn-1Nan-1Fn

32、GnNa. Si S0 Ni=KTB N1 . N0图2-7个网络级联 (2-18) 上式是用来计算多级级联网络噪声系数的，从式中定义看出，要使系统总的噪声系数降低，第一级的增益和噪声系数是至关重要的，若系统第一级具有高的增益，上式可以验证系统总的噪声系数基本上等于第一级噪声系数，因此，降低接收机的总噪声系数，系统第一级不但要具有低噪声系数，而且要具有高增益。注意，在使用式(2-18)时，所有的F和G都是倍数而不是dB。需要特别说明的是，对于滤波器、混频器等损耗性电路，在计算中其损耗就是噪声系数，且增益是损耗的倒数，即：若一个损耗为L的网络，其增益为1/L，噪声系数为L。2.4接收机灵敏度噪声

33、系数与灵敏度都是衡量接收机接收和检测微弱信号能力的指标。接收机灵敏度是用来描述一个接收机在多微弱的信号功率(或电平)量级下就能工作(指能检测并解调还原信号)的一项技术指标。灵敏度是一个最小的信号电平，当接收到的信号刚刚达到这样的强度时，接收机就能正常工作，并且产生预期的输出。接收机灵敏度并非是基本量，而是在给定噪声功率的前提下，衡量接收机检测信号能力的参数，一般要依赖一些其他的参数才能确定，如：所接收信号的调制类型、中频带宽(或视频带宽)、信纳比(即检波所需的识别数)、以及接收机的噪声系数8。下式为接收机灵敏度与这些参数之间的简单近似关系式： (2-19)其中：S接收机灵敏度，单位dBm；NF

34、接收机噪声系数，单位dB；B检波前的中频带宽，单位Hz；Ksn信号检波所需的信纳比，即(S+N)N，单位dB；Km调制特性的函数，与信号调制类型有关，单位dB。从式(2-15)可见，若要提高灵敏度，只有降低接收机噪声系数和减小中频带宽。因此，中频带宽对灵敏度的影响较噪声系数要大。值得注意的是在宽带接收机中，灵敏度通常都是频率的函数，就是说接收机在不同的频率下工作，灵敏度不是一个常数。一般宽带接收机都有最低灵敏度与最高灵敏度两个指标，这两个值不应该相差太多，频带内灵敏度起伏太大也是影响整机性能的一个因素之一。整个通道的噪声考虑：噪声是限制接收机灵敏度的主要因素，电路中的放大、衰减、开关、混频等均

35、会引入噪声。由通道噪声计算公式： (2-20)可以看出整个通道的噪声主要由前面几级决定，所以要尽量降低前级放大器的噪声，同时在满足系统动态范围的前提下适当提高前级放大器的增益。2.5压缩点、最小可检测信号和动态范围2.5.11-dB压缩点 通常对理想无损耗线性网络的定义是：网络的输出响应与输入激励信号之间呈线性关系，且输出中没有额外的频率成分。但是理想的无损耗线性网络在实际中是不存在的，有损耗就会产生热噪声，导致网络在小信号输入时的非线性失真，并且在有源网络中，由于晶体管或FET等非线性器件的存在，他们本身在大信号时存在如：增益压缩、谐波失真及非线性杂散响应等特性，会导致网络在大信号输入时的非

36、线性失真。混频器、放大器及接收机一般工作在输出信号与输入信号成比例变化的线性区域，即上述两者之间的区域，也就是一般定义的动态范围9。见下图2-8，实际网络的输入输出功率响应曲线，实际输出响应与它线性响应的延长线在输出功率差1dB时的输入功率为输入1dB压缩点，用Pin表示。如果输入信号超出这个范围，输出开始饱和，如果低于这个范围，信 号就会淹没在噪声中。动态范围定义为最小可检测信号MDS到1-dB压缩点之间的功率范围。图2-8实际网络的输入输出功率响应曲线2.6互调失真三阶截断点IP3任何有源电路都具有非线性，接收机的RF-IF电路同样也具有非线性，因此，影响接收机性能的另一个至关重要的因素是

37、双音互调失真。当两个强度足够大的干扰信号经过天线加到接收机的输入端时，由于RF级有源电路的非线性，这两个强干扰信号就会相互混频产生杂散响应信号，被称为互调产物。如果互调产物落在接收机通频带内或接近接收机工作频段，则接收机就会像处理有用信号一样处理这些杂散响应信号如图2-9。 图2-9二阶与三阶双音互调产物 二阶互调失真 三阶互调失真其中，f1为强干扰信号频率；是在接收机调谐频带内的互调产物频率。 二阶双音互调失真是常见的问题，尤其在宽带接收机射频前端电路中。可以采用双平衡混频器作第一级混频电路、RF前级放大器采用推挽结构来减小或消除二阶双音互调失真的影响。此外，可以选用带宽小于一个倍频的带通滤

38、波器组构成的RF前端预选器，来滤除二阶互调产物，减小二阶互调失真的影响。如图2-10。图2-10使用小于一个倍频的预选器对二阶干扰抑制系统的三阶截断点不能直接测量得到，但是可以根据下式可以计算到： = (2-21)其中：输入三阶截断点，单位dB；基伯分量对三阶互调量的相对抑制，单位dB；在测量时的等幅双音信号功率，单位dB；上式中相对抑制度RS是单位为dB的量，是在某一特定功率等幅双音信号输入时，在系统输出端测量到的基本分量对三阶互调量的抑制度。关于截断点的另一个重要的参数是输出等效三阶互调截断点IM3，可由(2-22)确定： (2-22)其中：IM3输入三阶截断点处的等效输出三阶互调截断点，

39、单位dBm； IP3输入三阶截断点，单位dBm。2.7无杂散响应动态范围无杂散响应动态范围是接收机常用的技术参数，定义是：在系统输入端外加等幅双音信号的情况下，接收机输入信号从超过噪声门限3dB处到没有产生三阶互调杂散响应点处之间的功率动态范围。而接收机的动态范围是指接收机能够检测到并解调的输入信号功率(或电平)的变化范围。有多种不同的标准和方式来定义接收机动态范围的上下限。通常用最小可检测信号(MDS)来定义接收机动态范围的下限功率(或电平)。接收机MDS的定义是：在确定的接收机噪声系数和中频带宽的前提下，比等效噪声功率大3dB的功率(或电平)值。MDS与接收机的噪声系数和中频带宽有直接关系

40、10。计算式为： (2-23)其中：PL动态范围下限，单位dBm，即MDS，最小可检测信号；MDS最小可检测信号，单位dBm；NF噪声系数，单位dB； B中频带宽，单位Hz。无杂散动态范围上限的典型界定方法为：当接收机输入端所加的等幅双音信号在输出端产生的三阶互调量的功率等于最小可检测信号功率值时，输入端的等幅双音信号的功率值就是无杂散动态范围的上限。MDS的另一个定义式如下： (2-24)其中：的上限，单位dBm；输入三阶截取点，单位dBm；改写式(2-23)，则 (2-25) 因此由PL和Pu ， (2-26) 可见，SFDR直接正比于三阶截断点IP3，反比于噪声系数NF和中频带宽，也就是

41、说，噪声系数低，中频带宽窄，三阶截断点高，则接收机无杂散动态范围就大。2.8接收机内部杂散响应 在频率合成通用接收机内部，即使在没有信号输入的情况下仍然存在着许多机制产生内部杂散响应。其中一些杂散响应是由于接收机的二次或三次变频设计，其各级本振频率的谐波相互混频产生的。还有一些杂散响应与频率合成器的工作原理有关。因此，要想使内部杂散响应最小，在设计接收机时就必须在电路构造和工作机理两方面做仔细慎重的分析和考虑。虽然接收机内部杂散响应与接收机处理强信号的能力并没有直接的关系，但它还是会降低接收机的性能，尤其对大动态范围接收机。与外来的干扰信号一样，这些内部杂散信号会干扰接收机接收有用的微弱信号。

42、从另一个角度来说，接收机的信号检测能力，或者说灵敏度受这些内部杂散信号限制的程度远大于接收机电路所产生的噪声的影响。为了防止干扰接收机对微弱信号的正常接收，内部杂散响应应该与接收机的最小可检测信号处于同一功率水平量级，苛求内部杂散响应远小于MDS没有什么现实地意义。因而可以合理地设定内部杂散响应的下限： PS = MDS = -171dBm + NF +10logB (2-27) 其中：PS内部杂散响应信号下限，单位dBm值得注意的是，在动态范围的标准定义中，如前面所述的SFDR，通常下限是由噪声性能来确定的，然而在实际中如果内部杂散响应水平超过了接收机的MDS，则动态范围的下限应该由内部杂散

43、响应来确定。2.9本章小结本章先介绍了一般接收机的原理框图和工作特性，后从噪声、灵敏度与动态范围等基本概念出发介绍了的一些关于L波段接收机性能指标的相关知识，为后续章节L波段接收机的噪声、灵敏度、动态等的系统设计做了铺垫。第3章L波段接收机设计接收机设计是一种综合性的挑战，首先要确定设计目的，即设计哪一种接收机，不同种类接收机的设计方法是大不相同的。然后根据系统设计的指标要求进行全面分析，寻求出设计重点或难点，即是高灵敏度；或是高线性设计；或是大动态范围设计；还是宽频带设计。不同的设计重点有不同的实现方法，根据系统要求的性能指标，首先要确定：(1)接收机的结构形式，设计系统实现的原理框图。确定

44、采样超外差式结构，零中频结构，还是数字IF结构；确定采样本振频率合成器的类型；确定是一次变频还是多次变频结构，是否用高中频；确定信号的动态范围及接受机线性度。(2)接受机功能电路实现及系统线路组成，设计电路图11。本章对一般接收机的设计方法不作详细的讨论，在这里我们将重点放在正交鉴相器电路的研究。L波段接收机的电路设计L波段接收机主要由十一个部分组成：低噪声放大器、功率放大器、电调衰减器、I&Q鉴相器网络、单刀双掷开关、带通滤波器、低通滤波器、视频放大器、驱动器以及正交调相网络、零点漂移温补电路、故障检测电路等电路组成12。如图3-1所示。在该组件中设计了多级放大器，净增益高达110dB；当输

45、入信号较大时电调衰减器开始起控，确保后级元器件工作在线性状态；运用单刀双掷开关来切换两个工作频率带宽；然后通过引入正交、同相两类功率分配器来完成相参和调制信号的移相和分路，并把移相后的信号电压分别送入混频器，经混频二极管检波，产生两个幅度相等、相互正交的基带信号即I&Q信号，最后通过低通滤波器对泄漏过来的载波和射频信号进行滤波处理，并取出具有一定带宽的基带信号，分别送入视频放大器，把其信号放大到一定的幅度。设计中，在电路的末级增加了电压跟随器，有利于提高电路的驱动能力和反向隔离性能；同时从I&Q两路输出信号中通过20dB耦合器分别取出部分能量，一部分通过有源低通取出直流分量送到零点漂移温补电路

46、，另一部分送到故障检测电路。温补电路的引入较好的解决了零点的温度漂移问题，故障检测电路能适时监控该部件的工作状态。最后得到具有一定幅度、幅相平衡性良好、零点温漂小、相互隔离的I&Q两路基带信号。图3-1L波段接收机电路原理框图3.2技术指标要求3.2.1输入信号(1)射频输入信号中心频率：L波段 3dB信号带宽：200MHz、60MHz 抑制度：60dB(载频处)信号输入功率：120dBm90dBm(2)本振信号频率：L波段功率：7形式：连续波(3)电调衰减器控制电压电压范围：05V控制动态：30dB控制方式：5V对应最大衰减(4)闭塞脉冲形式：TTL电平，输入电流5mA控制方式：高电平闭塞，

47、低电平或悬空状态不闭塞(5)带通切换指令形式：TTL电平，输入电流5mA控制方式：高电平或悬空状态为宽带240MHz，低电平为窄带80MHz3.2.2输出I、Q信号(1)形式：零中频信号(2)输出电压范围(Vp-p)：1V(50负载，对应-90dBm输入功率) (3)I/Q两路幅度不平衡：dB(4)I/Q相位差：903(5)零漂：10mV(最大放大量)(6)IQ检波带宽：200MHz、60MHz(3dB带宽)3.2.3系统要求(1)增益：110dB(2)噪声系数：dB(3)带內相位失真：10(4)具有200MHz和60MHz两种可选择的工作带宽(5)电源：12V(6)温度：-55C+85C(7

48、)接口：电源采用穿心电容，其它采用SMA3.2.4使用环境要求及其它特殊要求正交鉴相器模块的绝对最大额定值和推荐工作条件，存放和使用应满足该项要求。绝对最大额定值如下：(1)电源电压(V)：18V、+6V(2)调相控制电压(Vc)：15V(3)存储温度(Tstg)：55C100C推荐工作条件如下：(1)电源电压(V)：12V (2)调相控制电压(Vc)：5V(3)工作温度(Top)：55C85C3.3技术难点及关键电路设计组件中的关键电路很多，如低噪声放大、衰减、开关、正交鉴相器电路等，在这里我们将重点放在正交鉴相器电路的研究。因为正交鉴相器电路是雷达系统的核心部件，其中的一些关键指标如：输出

49、噪声、零点漂移、I&Q输出信号间的幅度和相位平衡性等直接影响雷达系统对跟踪目标的精确度以及对远程目标的跟踪能力等。所以整机系统对该类电路技术指标的提高，加大了我们的研制难度。该电路的技术难点和关键技术主要体现在以下几个方面：3.3.1零点漂移温度补偿电路的设计零点漂移(简称零漂)，就是当放大器电路的输入端短路时，输出端还有缓慢变化的电压产生，即输出电压偏离原来的起始点而上下漂动。在直接耦合多级放大电路中，当第一级放大电路的Q点由于某种原因而稍有偏移时，第一级的输出电压将发生微小的变化，这种缓慢的微小变化就会逐级被放大，致使放大电路的输出端产生较大的漂移电压。当漂移电压的大小可以和有效信号电压相

50、比时，就无法分辨是有效信号电压还是漂移电压，严重时漂移电压甚至把有效信号电压淹没了，使放大电路无法正常工作。为了表示由于温度变化引起的漂移，常把温度升高一度(1C)时，输出漂移电压DVo按放大电路的总电压增益AV折合到输入端的等效输入漂移电压DVi(DVo/AvDT)作为温漂指标7。零点漂移对雷达系统的影响主要体现在两个方面：其一，脉冲压缩后的主副瓣上叠加一个较大的直流分量，在小信号的情况下有可能把有用信号淹没而无法检测，导致系统误判；其二，自适应旁瓣相消权值的估计和修正会由于零点漂移的存在而产生较大误差，从而降低旁瓣相消的改善因子。因此，现代雷达系统对该项指标要求很高，在宽温工作范围内(-5

51、5C+85C)要求其零点漂移小于2mv，通常情况下，该类产品的零点温漂在10-70mv左右，要达到2mv这一指标非常困难。之前，国内还没有很好的解决方法，国外同类产品也很难达到这一水平。通过分析，我们认为引入温补电路是改善零点温漂的有效途径。我们的设计思想是这样的：设法把鉴相器输出信号中的零点漂移量取出来，然后通过温补网络反馈到放大器的同相输入端，与放大器内部的温漂成分进行合成，从而使两分量相互抵消或部分抵消，从而达到降低零点温漂的目的13。我们对鉴相器引入温补电路的前后进行了详细的测试比较，测试结果如下：引入温补电路之前：零点温漂10mv，引入温补电路后：零点温漂Wm)： V7(t)= AC

52、OS(Wc-Wm)t (3-5) V8(t)= ACOS(Wc-Wm)t+(90+DF) (3-6) 从(3-5)、(3-6)式我们可以看出，影响I&Q解调器幅相平衡性的因素很多，但最关键因素是90移相功分器。根据上述的时域分析，我们确定了如图3-3所示的I&Q解调器电原理图。该典型I&Q解调器的主要参数测试结果如下：(1)RF工作频率：L波段(2)工作带宽：200MHz(3)变频损耗：B (4)输出视频带宽：100MHz(5)相位不平衡性：2.0(6)幅度不平衡性：0.4dB(7)端口驻波：1.51 I路基带信号LPF1LPF1 900 3dB功分器 V7 00 3dB功分器V13 V4混频

53、器1 V2 混频器2 RV5 V6V8 Q路基带信号图3-3I&Q解调器电路原理框图3.3.2.190功率分配器的设计目前，随着自适应技术及数字信号处理技术的发展，自适应旁瓣相消技术已经成为现代雷达抑制旁瓣恶意有源干扰、提高雷达在复杂电磁战场环境生存能力的重要手段2。雷达自适应旁瓣相消性能的关键指标为相消后的改善因子，而直接影响雷达系统改善因子的关键因素之一就是正交鉴相器各路之间的幅度一致性和相位一致性。例如：若希望动目标处理系统的改善因子大于40dB，则从理论上推算出I、Q通道的幅度不一致性必须小于1%，相位正交误差必须小于1度。因此，严格控制正交鉴相器的幅度平衡和正交误差是该电路设计的一项关键技术15。研究证明，幅度和相位一致性受如下因素的影响：(1)90移相功分器的幅度和相位平衡性；(2)同相功分器的幅度和相位平衡性；(3)滤波器、混频器、放大器各元器件间的幅度和相位一致性；(4)结构的对称性。其中滤波器、放大器、混频器的幅相一致性可以通过配对的方式来解决，而90移相、功分器的幅相平衡性实现起来要困难得多，它依赖于严密的电路设计、先进的基片制作工艺和电路装配工艺。针对这些因素，我们开展了各种专题研究，同时在电路中引入了相位补偿和相位微调网络，幅度微调网络等，它们的引入大大增加了相位和幅度调整的灵活性，进一步提高了电路的幅相平衡性，获得了很好的效果。