均衡器毕业论文

《均衡器毕业论文》由会员分享，可在线阅读，更多相关《均衡器毕业论文（30页珍藏版）》请在装配图网上搜索。

1、目录1 绪论 11.1 引言 11.2 均衡的研究发展概况 21.3 本论文的研究内容及主要工作 32 信道、码间干扰及均衡技术 42.1 信道 42.1.1 恒参信道 52.1.2 变参信道 522 通信信道的仿真模型72.3 码间干扰 82.4 均衡器的原理和特点 102.5 本章小结 113 均衡器的结构 123.1 线性横向均衡器 123.2 分数间隔均衡器 143.3 本章小结184 线性均衡器的研究 194.1 迫零均衡器实现 194.2迫零均衡器基于MATLAB仿真204.2.1 Matlab 软件介绍204.2 .2 Matlab 仿真214.2.3 设计调用函数224.2.4

2、迫零均衡器系统仿真224.2.5 线性均衡器误码性能的仿真研究结果245 总结 28参考文献 29致谢 错误!未定义书签。附录 错误!未定义书签。1 绪论1.1 引言通常信道特性是一个复杂的函数，它可能包括各种线性失真、非线性失真、交调失真、 衰落等。同时由于信道的迟延特性和损耗特性随时间做随机变化，因此信道特性往往只能 用随机过程来描述，例如在蜂窝式移动通信中，电磁波会因为碰撞到建筑物或者是其他物 体而产生反射、散射、绕射，此外发射端和接收端还会受到周围环境的干扰，从而产生时 变现象，其结果为信号能量会由不止一条路径到达接收天线，我们称之为多径传播。数字信号经过这样的信道传输以后，由于受到了

3、信道的非理想特性的影响，在接收端 就会产生码间干扰(ISI),使系统误码率上升，严重情况下使系统无法继续正常工作。理论 和实践证明，在接收系统中插入一种滤波器，可以校正和补偿系统特性，减少码间干扰的 影响。这种起补偿作用的滤波器称为均衡器。校正可以从频域和时域两个不同的角度考虑： 在频域校正称为频域均衡，它是通过调整均衡器使信道和均衡器总的频谱特性符合理想低 通特性或等效低通特性，从而实现无码间干扰传输，若从时域考虑问题，它是以奈氏第一 准则为依据，通过调整滤波器抽头系数，在时域波形上把畸变了的信号校正为在取样点上 无码间干扰的波形，我们把这种均衡称为时域均衡。随着数字信号处理理论和超大规模集

4、 成电路的发展，时域均衡已成为当今高速数字通信中所使用的主要方法。调整滤波器抽头 系数的方法有手动调整和自动调整,其中迫零均衡器就是其中一种，迫零均衡器具体实现具 有很多种，最简单的是预置式自动均衡器。均衡器从结构上可以分为三大类即线性、非线性均衡器和格型均衡器，从延迟线抽 头间隔上分为码元间隔抽头和分数间隔抽头均衡器。均衡技术主要有三类：线性均衡、判 决反馈均衡和最大似然序列估计(MLSE)。许多滤波器结构都用来实现线性和非线性均衡 器，而且，每种结构都有许多算法用来调整均衡器。如果判决信号不作为均衡器的反馈信 号，这样的均衡器称为线性均衡器；相反，如果判决信d(k)在输出的同时又被反馈回均

5、衡 器的前端,这样的均衡器叫做非线性均衡器。迫零均衡器本质上是一个能够手动对系数进行调整的滤波器，迫零均衡器由于是对未 知的时变信道作出补偿，因而它需要有特别的算法来更新系数，以跟踪信道的变化。均衡 器算法的研究是很复杂的，从总体上可分为迫零算法、最小均方(LMS)算法和递归最二乘 (RLS)算法。其中抽头延迟的线性滤波器结构是均衡器结构中最简单最常用的模型。1.2 均衡的研究发展概况均衡技术最早应用于电话信道，由于电话信道频率特性不平坦和相位的非线性引起时 间的弥散，使用加载线圈的均衡方法来改进传送语音用的双纹线电缆的特性。20 世纪 60 年代以前, 能消除符号间干扰对数据传输恶化影响的电

6、话信道均衡由固定均衡器或人工调 整参数的均衡器完成。Lucky对均衡器的研究作了很大的贡歉，1965年,Lucky根据极小极 大准则提出了一种“迫零均衡器”, 用来调整横向均衡器的抽头加权系数,1966 年, 他将此 算法推广到跟踪方式，对均衡器的研究做出了很大的贡献。1965年,DiToro独立的把均衡 器应用于对抗码间干扰对高频链路数据传输的影响。1967年,Austin提出了判决一反馈均 衡器。1969年,Gersho以及Proakis和Mille使用最小均方误差准则独立的重新描述了均衡 器问题。1970年,Brady提出分数间隔均衡器方案。1972年,Ungerboeck对采用最小均方

7、误 差算法的均衡器的收敛性进行了详细的分析。 1974 年, Godard 应用卡尔曼滤波器理论推 导出了调整横向均衡滤波器抽头加权系数的一种高效算法 快速卡尔曼算法。 1978年, Falconer 和 Ljung 介绍了快速卡尔曼算法的一种修正, 从而将其计算复杂性简化到可与简 单的LMS算法比较的程度。Satorius和Alexander在1979年、Satorius和Pack在1981年 证明了色散信道格型衡器算法的实用性。目前国际上对均衡器的研究大都集中在有源自适应均衡器，而且模拟方式实现的有源 自适应均衡器近年来在国外很流行。几年前，高速均衡器大多数用双极工艺实现的，因为 双极工艺

8、能够实现的最高频率高于CMOS工艺所能实现的最高频率。在1999年，双极工 艺实现的自适应均衡器已经能够工作在 2.5Gbps 的频率。而能够查到的相关资料表明，与 此同时的CMOS工艺实现的自适应均衡器还仅能工作于几百兆bps的频率范围以下。但近 年来，随着CMOS工艺的快速发展，其所能工作的频率越来越高，已经能够满足高速数据 传输的要求，CMOS工艺的均衡器研究也得到了飞速的发展。IEEE最新发表的文献表明， 目前，国际上最先进的自适应模拟接收机均衡器其数据传输率最高可达到 20Gbps，在 10GHz时的高频补偿最多可达20dB,最先进的已经采用的90nm CMOS工艺实现。国内在 均衡

9、器方面也有很多相关研究，但由于工艺和设计条件的限制，大多数都是以数字方式实 现的自适应均衡器，难以实现很高的数据传输率。到目前为止，国外的均衡器技术已经发展得比较成熟，形成了完整的系列产品，满足 了高速数据传输领域的需要，形成了巨大的均衡器市场。生产均衡器的厂商主要有德州仪 器(Texas Instruments)公司、ALTERA公司、Maxim公司等。德州仪器公司生产的THS4140 接收机均衡器，主要应用于 RS-485 数据传输收发机系统，在短传输距离时数据传输率可 达30Mbps，在低数据率时传输的距离最高能达到1200米。同时，德州仪器公司RS-485 收发机系统还实现了将接收机均

10、衡器内部集成，接收机均衡器已经与通信系统的收发机电 路集成在一起，形成了集接收机、发射机、均衡器于一体的SOC芯片。该RS-485收发机 系统中的均衡器形成了 SN65HVD2X系列，其中的SN65HVD23和SN65HVD24,集成有 基于三阶有源滤波器的接收机均衡器。SN65HVD23适用的数据率为25Mbps,电缆长度可 达200米。而SN65HVD24使用的数据率为5Mbps，电缆长度达到500米。ALTERA公司 生产的高速 Stratix GX 收发机系统中也集成有动态可控的均衡器，其传输速率为 3.125Gbps，均衡范围可适量调节。Maxim公司生产的自适应均衡器MAX3801

11、，数据速率 高达3.2Gbps，均衡范围为0dB30dB,工作电压为3.3V，功耗仅为125mW。均衡器的发 展趋势是使数据传输频率更高、传输距离更远、制作工艺更先进、集成度更高、成本更低、 功耗更低、系列品种更加完善。1.3 本论文的研究内容及主要工作第一章简单的介绍了均衡技术，以及其发展概况等 。 第二章介绍了信道的特性，码间干扰及迫零均衡的原理和特点。 第三章概述了均衡器的各种结构。第四章讲述了迫零均衡器的实现。 第五章描绘了迫零均衡器的仿真。第六章为全文作了总结和展望。2 信道、码间干扰及均衡技术数字信号经过信道的传输到达接收端，而实际上通信信道是一个特性复杂的函数而且 还是时变的。因

12、此接收到的信号己经发生了严重的畸变从而产生了码间干扰，迫零均衡器 能够补偿信道所产生的畸变。2.1 信道任何一个通信系统可视为由发送设备、信道与接收设备三大部分组成。所谓传输信道 指的是以传输媒质为基础的信号通路。具体的说，它是由有线和无线的电线路提供的信号 通路。它允许信号通过同时又给信号以限制和损害。按传输媒介的不同，物理信道分为有 线信道和无线信道两大类。有线信道包括明线、对称电缆、同轴电缆以及光纤等。无线信 道有地波传播、短波电离层反射、超短波或微波无线电接力、人造卫星中继、散射以及移 动无线电信道。在信道中发生的基本物理过程是电磁波的传播如果不管电磁波传播的具体方式，则 可以发现信道

13、有以下共同特征：(1)所有信道都有输入端和输出端，待传信号作用在输入端， 而输出信号由输出端送给接收设备；(2)观察表明，绝大多数信道是线性的，亦即输出和输 入量的关系满足叠加原理，但在某些情况下信道可能存在非线性效应；(3)信号通过信道后 能量被衰减，或者说传播过程中引入了损耗，而且损耗往往是随时间变化的；(4)信号自输 入端到输出端要经历一定的时延： (5) 所有信道都存在噪声或者干扰，也就是说，即使没 有输入信号，信道也有输出。根据以上描述，可以用一个如图 2.1 所示的四端网络来描述 信道的模型，其输出信号是：y(t)二 f x(t) + n(t)(2-1)式中fx(t)代表输人信号x

14、(t)的线性或者非线性变换，n(t)代表加性噪声。o Ot(x信道等效模型y(t)二 f x(t)+n(t)图 2.1 信道模型在线性条件下，信道的传输特性决定5于等效四端网络的传输函数H (w)。在一个相c当长的时间内H (w)保持恒定的信道，称为恒参信道；否则称为变参信道。下面分别讨论c他们的特性及对数据传输的影响。2.1.1 恒参信道恒参信道的传输涵数可以表示为：H (w)= |H (w”Mw)(2-2)式中：w = 2兀f,代表角频率；|h (w)是信道的幅度特性；申(w)是信道的相位特性。另外，群 时延定义为：任何一个现实的信号都将占据某一频带，即它是由许多不同频率的分量构成的。如果

15、 在信号频带内，信道的幅度响应丨H(w)丨不是常数，信号的各频率分量将受到不同的衰减, 在输出端叠加后将发生波形的畸变或失真，这种失真称为幅度失真。如果在信号频带内，申(w)不是频率的线性函数，即工(w)不是常数，那么信号的各个 频率分量通过信道后将产生不同的时延，从而引起波形失真。这种失真称为相位失真或群 时延失真。一般说来，信道的带宽总是有限的。这种带限信道对数字信号传输的主要影响 是引起码元波形的展宽，从而产生码间干扰。为了使码间干扰减少到最少的程度就需要采 用自适应均衡技术。2.1.2 变参信道信道的传输特性一般都是随时间变化的。这些变化可以分为慢变化(或称长期变化) 和快变化(或称短

16、期变化)。慢变化和快变化没有十分明确的分界，但一般认为在5分钟 或更长时间内才显现的变化属于慢变化，而在分秒间显现的变化属于快变化。两种变化的原因是截然不同的。慢变化是与传播条件(如对流层气象条件，电离层的 状态等)的变化相关联的。而快变化，又称为快衰落，表现为接收信号振幅和相位的随机 起伏，起源于电波的多径传播。两条射线的多径 为了便于明确多径传播效应，首先讨论双射线多径信道。设第二条射线相对于第一条 射线的时延为：匕)=t)，这里工是aN)的平均值,&C)是询中随时间变化的部分。一般来说(t)是细微的，但它足以引起射频相位的显著变化。如果不考虑信道的固定衰减，则可得到如图 2.2 所示的信

17、道等效模型，图中 1 表示第 一条射线， 2 表示第二条射线， r 是第二条射线相对于第一条射线的幅度比.显然信道等效 模型的传输函数为：H （jw,t）= 1 + re - jWT（t） = 1 + re - j Cwt ）（24）式中申0= w.AtQw = 2吋。由式（2-4）,经过一些代数运算可得信道的摆幅特性和群时延 特性分别为：A(w, t)= 11 + 2r cosIwt + 申C M+ r 202-5)2-6)=1 一 r ,0 min当wt +d）二2n兀时，出现幅度峰值，相应A = 1 + r，因为甲（t）是随时间变化的，故峰0 max 值和谷点在频率轴上的未知也将随着时间

18、不断移动。信道的这种时变特性对信号传输的影 响可分为下列两种情况：（a）窄带信号：这是指信号频带的情况。窄带信号通过信道后， 则频率分量的幅度和相位一致的（或相关的）随时间变化，因而波形不会失真，这种情形 称为平坦衰落。主要问题是信号电平随机起伏，在某些时间下降到指定的门限以下，甚至 导致通信暂时中断。此外，衰落引起的相位随机抖动对于某些传输系统也是必须考虑的因 素。（b）宽带信号：由图2.3可知，当信号带宽与可相比较时，信号的各频率分量将经受不 相关的衰落，这就是所胃的频率选择性衰落。它的主要影响是引起信号波形失真。对于数 字通信来说，其主要危害是造成码间干扰。（1）N条射线的多径设信道输入

19、为 x（t）=ejwt（ 幅度为 1 的正弦波），则信道的输出为：由前面的分析可以知道，引起快衰落的主要原因是路径时延差At（t） o因 申（t） = w.At（t）,At（t）的细小变化就会使射频信号变化2x弧度，两条射线时而同相相加, 时而反相抵消，故合成信号的幅度发生大起大落。但衰落的深度及领率选择性决定于幅度 比r与时延差的均值t 0 .r越接近于1,衰落深度越大.t 0越大，色散（各频率分量传播速 度不同）越严重，信道允许通过的信号频带越低。y (t)= a e -jwT i(t)i1e jw T式 中 a , T 分 别 是 第 i 条 射 线 的 幅 度 和 相 位 。 考 虑

20、到iit (t) =t + At (t),iit=NfTi且有理由假定t是与时间无关的常数，式1 a e- jpi (t) i 1对信号传输是无影晌的，故可得信道传输函数为：y (t)= a e- jwti(t)i1e jwT 可变成 y(t ) =e jw( t -t)式中(p(t) = wAt (t)，而tiH (jw,t)= a e- jpi(t) ii 1= x (t )- jx (t )ii2-7)这里x (t)=艺a cos piiii(t),x (t)=N:siiiA(w)= H ( w, t = Qx 2 C)+ X 2 C)2-8)s (w)= Arg Ih (jw, t )

21、= arctan s ) iX &丿i2-9)从某一时刻去观察，x , x均为N个零均值独立的随机变量之和。当N很大时，由中 is心极限定理，X , X将服从一维正态分布。由概率论知识可知，在这种情况下信号的幅度A is将服从瑞利分布，相位将服从均匀分布，即有：上两式中f (y),f C)分别代表信道输出信号幅度和相位的概率密度，而& 2等于正态A随机变量 x ,x 方差，即& 2 =& 2 = & 2 。许多信道(例如散射信道、移动信道)都包含大 i sx xis量的传播路径，因此接收信号的幅度往往服从瑞利分布这种快衰落常常称为瑞利衰落。22 通信信道的仿真模型前面讨论了恒参信道和随参信道传

22、输特性以及对信号传输的影响。除此之外,信道的 加性嗓声同样会对信号传输产生影响。加性操声与信号独立，并且始终存在，实际中只能 采取措施减少加性噪声的影响，而不能彻底消除加性噪声。各种加性噪声都可以认为是一 种起伏噪声，且功率谱密度在很宽的范围内都是常数。因此，通常近似认为通信系统的噪 声是加性高斯白噪声(AWGN)，其双边功率谱密度为：匚：，自相关函数为：坨心护),上式说明，零均值高斯白嗓声在任意两个不同时刻的取值是不相关的，因 而也是统计独立的。通信信道模型如图2.3所示，发射端发送的信号s(t)经过信道传送时，首先受信道传 输的影响，再经由加性高斯白噪声(AWGN)恶化，便成为接收端所收到

23、的信号。信号s(t)经过这祥一个信道滤波器，再和加性高斯白噪声(AWGN)相叠加,AWGN采 用均值为零的随机复数序列形式，经过叠加的信号可以认为是接收端的接收信号r(t)，接 下来就是对接收信号r(t)进行均衡，其目的是恢复发送端的发射信号s(t)。2.3 码间干扰由前面的讨论可知，大多数物理信道不仅是带限，而且还会使信号产生失真，而失 真对于数字通信来说最大的危害就是产生码间干扰，使得判决器发生误判，从而系统误码 率上升。在加性高斯白噪声(AWGN)信道中实现信号的全通或者非色散几乎是不可能的。根据图 2.3 ，可以得出常用的通信信道数学模型为：2-12)rC)二 sC)* h + nC)

24、c式中s(t)是传输信号，h (t)是信道的冲击响应，n(t)是功率谱为N0；的加性高斯白噪声。 实质上，我们是将信道的色散特性建模为一个线性滤波器气h C)。最简单的色散信道是冲激响应为理想低通滤波的带限信道，传输信号经过低通滤波器会在时域波形的边缘产生 模糊使一个码元扩展到相邻的码元从而产生码间干扰(ISI),结果会恶化通信系统的误码 性能.一个点对点的数字通信系统可以简化为如图2.4 所示的模型。图示2.4 数字通信系统等效模型图中，匕为发送滤波器的输入符号序列，在二进制情况下，a取值为0,1或-1,+1.为nn了便于分析方便，假设匕所对应的信号dC)的间隔为T ,强度是由a决定的单位冲

25、击序n s n列，即：2-13)d C)二芸 a 6 (t - nT )nsn-g此信号激励发送滤波器时，发送滤波器的输出信号为：sC)= dC)* g C)=兰 a g ( 一 nT )(2-14)Tn Tsn-g式中， * ”是卷积符号；g C)是单个6作用下形成的发送波形，即发送滤放器的单位冲 T击响应。若发送滤波器传输特性为G (w),则g C)由下式决定为g C)=(w)ejwd。TTT2兀-g Tw若再假设信道的转输特性为C(w)，接收滤波器的传输特性为G (w)，则图2.7所示的数字R通信系统的总传输特性为：H(w)= G (w)C(w)G (w)(2-15)TR其单位冲击响应力

26、0=丄gH(w)ejwdw，h(t)是单个6作用下，H(w)形成的输出波形。因 2兀 g此在6序列dC)作用下，接收滤波器输出信号可表示为：yC)= d(t)*hC)+n C)=丈 a h(t nT )+n (t)(216)Rns Rn-g式中，nRC)是加性噪声nC)经过接收滤波器后输出的噪声。抽样判决器对y(t)进行抽样判决，以确定所传输的数字信息序列b 。例如我们要对 n第k个码兀a进行判决，应在t = kT +1时刻上(t是信道和接收滤波器所造成的延迟)ks 00对yC)进行抽样，由式(2-16)得：y(kT +1 )= a hC )+a hKk - n)T +1 1+ n (kT +

27、1 )s 0 k 0ns 0 R s 0n=k(2-17)式中，第一项a h(t )是第k个码元波形的抽样值，它是确定a的依据。第二项 k 0k工a h(k - n)T + t 1是除第k个码元以外的其他码元的波形在第k个抽样时刻上的总和，它 ns 0对当前码元a的判决起着干扰的作用，所以称为码间干扰值。由于a是以概率出现的，所 kn以通常码间干扰值是一个随机变量。第三项n (T +1 )是输出嗓声在抽样时刻的值，它是 Rs0一种随机于扰，也要影响对第k个码元的正确判决。由于码间干扰和随机嗓声的存在，当y(kT +t )加到判决电路时，对 a 取值的判决可能判对，也可能判错。例如在二进制数字

28、s 0n通信中，a的可能取值为“0”或“1” ，判决电路的判决门限为V，且判抉规则为：当 n0y (kT +1 ) V时，判a为 T；当y(kT +1 )T(3-8)maxs采样，然后通过抽头间隔T ./( +0)的均衡器例如，若0 = 1，则得到T .2间隔的均衡器；ss若0二0.5，则得到2T /3间隔的均翻器，筹等。数字实现的分数间隔均衡器的抽头间隔一s般可以表示为MT N，其中M和N为正整数，且有NM。在许多实际应用中，经常使用T /2ss间隔的均衡器。分数间隔均衡器的频率响应为：W ,(w)=(3-9)式中T, = MT ,/N则均衡后的频谱为2兀n )w-ItT , 丿Y,(w)=

29、W,(w)X ,(w)二 w , CL 工T, n=W, O上MTsnMT 丿sMTstI0 丿3-10)由于当|w| 竺时，R(w)= 0,所以式(3-17)可以表示为MTsY，(w)=W,(w)X ,(w)=W, (w)R (w)ejwTo, w兀 -Ts(3-11)可以看出，分数间隔均衡器避免了因欠采样引起的频谱混叠，因而可用于补偿接收信号中的信道畸变。这正是分数间隔均衡器对输入信号用(1 +0)7速率进行采样的目的所 s在。在输出端，分数间隔均衡器和码元间隔均衡器一样，也是用码率对均衡器输出信号采样，由式(3-18)易知，分数间隔均衡器输出信号的频谱由下式给出；2兀i、w -T )sR

30、2兀R w -Tsj we (t0(3-12)综上所述，最佳分数间隔均衡器等价于由匹配滤波器后接波特间隔均衡器的最佳线性接收机。线性调制系统的最佳接收滤波器是级联于实际信道的一个匹配滤波器。对时变信 道系统的最佳接收是采用匹配滤波器和一个T间隔抽头的均衡器。一个以码元速率取样的 sT间隔均衡器不能形成匹配滤波器，而FSE是以不低于奈奎斯特速率取样，可以达到匹配 s滤波器和T间隔均衡器特性的最好组合，即FSE可以构成一个最好的自适应匹配滤波器，s且FSE在较低噪声环境下可以补偿更严重的时延和幅度失真。FSE对采样器噪声不敏感， 这也是由于没有频谱重叠现象而产生的优点。T间隔均衡器与T /2的FS

31、E相比较，具有同样抽头系数的FSE (总时间跨距为T间隔sss均衡器的一半)性能优于或相同于T间隔均衡器。T . 2的FSE不需要接收形成滤波器。在ss严重延时失真的信道，T间隔均衡器明显差于的T ,/2的FSE.ss另外，分数间隔均衡器的必要性也可从完全均衡解的两个要求进一步佐证.完全均衡 的要求之一是：均衡器必须具有足够的自由度。对于码元间隔均衡器和一个FIR信道而言， 这就要求均衡器具有无限冲击响应(IIR)。然而，对于T ,/2间隔的分数间隔均衡器，均衡s器响应长度只要超过或达到信道的响应长度既可。完全均衡的另外一个条件是：描述均衡 的方程组必须是唯一确定的，即描述线性方程组的矩阵必须

32、满秩。对于码元间隔均衡器， 这一满秩条件不允许信道频率响应等于零(这意味着FIR信道的零点不能位于单位圆上)。 这一条件称为码元间隔均衡器的“可逆性”条件。但是对于一个TJ2间隔的分数间隔均衡 s器满秩的条件意味着子信道之间没有公共根，此条件常称之为“子信道差异”条件，这 两个条件也说明，分数间隔均衡性能要比码元间隔均衡器性能更好。考虑图3.2所示的单信道模型，T间隔的码元序列 a 通过一脉冲成形滤波器发射, sn 然后被调制到传输信道，最后被解调。假定发射和接收之间的所有处理都是线性时不变的， 因而可以用连续时间冲激响应c(t)来描述线性时不变信道和脉冲成形滤波器的组合冲激响应。用n(t)表

33、示基带加性信道噪声过程。于是，由接收机收到的信号波形可以用连续时 间的基带信号表示为(3-13)rC)二兰 a c(t - nT -t )+ nC)ns 0n=g式中匕为发送的码元序列，T为码元间隔，t为任意时延。ns0图3.2具有T ,/2间隔接收机的单信道基带模型s现在，接收信号r(t)以T /2的“分数间隔”采样，则采样后的接收序列为；sr (t)=乞 a c (t3-14)ns 0n =在以上两式及后面的各式中，用n标识波特间隔，用k标识分数间隔。接不来，接收序列被一个T . 2间隔的有限冲激响应(FIR)均衡器滤波，为简便计，假定均衡器具有偶sk（3-15）最后，分数间隔均衡器输出x

34、被一个扌抽取因子2抽取，得到T间隔的输出序列。抽取是ks数长度2N,则均衡器输出x可以看作是被采样的序列与均衡器系数f之间的卷积，即有通过二中取一(全部取偶数或奇数序号)实现的，得到的是码元间隔的“软决策”输出yC).假定只有奇数编号的分数间隔均衡器输出样本即xk( = 2n +1,其中n = 0,1,2.)被抽取，则有 y k d = xn2 n+1C t T r nT + -22r2丿T ） + 一2丿+ f r（n 一 1）T2 i +1s（3-16）故输出误差序列e(n)可表示为e(n)= a(n)一 y(n)=a（n）- 2N-1frC（n - i）2i+ fr（n i）T2i +

35、rs（3-17）i=0下面给出一个带判决反馈以T . 2间隔采样的分数间隔均衡器作为本章的总结，如图3.3所s示图中FFF有4个抽头系数，以T . 2为抽样间隔,而FBF具有两个抽头系数。s根据前面的讨论可以得出,整个均衡器t yn)=wx nT -i$ 2丿于是用于更新均衡器系数的误差序列为: e(n)= d (n)- y(n) =d (n )-|Xii=1d(n - i+1)(3-18)w x nT -i(3-19)均衡前信号由于受到了信道的影响，产生了严重的码间于扰，同时由于噪声的影响， 信号星座图的分布几乎变的杂乱无章，这对正确判决是非常不利的。而均衡后信号的星座 图己经完全张开，说明

36、均衡的效果还是比较理想.另外，无均衡器时，接收机的误码率非 常之高，基本不能正常工作，且随着SNR的增大误码率却减少缓慢，而带均衡器的接收机 的误码率却低的多，基本上能够正常工作，并且误码率随着信噪比SNR的增大迅速减少， 在信噪比SNR为如9dB时，误码率就已经低于10 -5。可见这个均衡器的性能是非常优良的。3.3 本章小结本章开始简单介绍了均衡器几种分类的方法，主要介绍了横向均衡器和分数间隔均衡 器，给出了它们的结构框图，分析了其均衡前后信号的表达式。横向均衡器结构简单，易 于实现，但是对于畸变比较严重的信道却无能为力，分析了码元间隔均衡器存在的局限胜， 介绍了分数间隔均衡器的结构，分数

37、间隔均衡器不需要波形成形滤波器，在严重畸变的信 道下均衡能力明显优于码元间隔均衡器。最后本章给出了一个实际的均衡器结构作为本章 的总结，其中FFF有4个系数，FBF有2令系数，且FFF的抽样间隔是码元间隔的一半， 可见这种结构的均衡器是分数间隔均衡器和判决反馈均衡器结合而成的。4 线性均衡器的研究均衡器从结构上可以分为三大类即线性、非线性均衡器和格型均衡器，从延迟线抽头 间隔上分为码元间隔抽头和分数间隔抽头均衡器。均衡技术主要有三类：线性均衡、判决 反馈均衡和最大似然序列估计（MLSE）。许多滤波器结构都用来实现线性和非线性均衡器， 而且，每种结构都有许多算法用来调整均衡器。如果判决信号不作为

38、均衡器的反馈信号， 这样的均衡器称为线性均衡器。我们知道迫零均衡器是线性均衡器其中的一种，所以本次研究线性均衡器在移动通信中的应用就可 以研究迫零均衡器原理特性以及仿真。4.1 迫零均衡器实现迫零均衡器本质上是一个能够手动对系数进行调整的滤波器，迫零均衡器由于是 对未知的时变信道作出补偿，因而它需要有特别的算法来更新系数，以跟踪信道的变化。 信道均衡器的作用是在信道通带内形成一个信道传输函数的逆，而在通带之外它的增益则很小或者为 零。因而，由信道和均衡器级联组成的系统在通带内有基本均匀的振幅特性，而带外基本为零，相位响 应在带内是频率的线性函数。如果条件满足，联合冲激响应就是辛格函数，符号间干

39、扰可以消除。均衡器算法的研究是很复杂的，从总体上可分为迫零算法、最小均方(LMS)算法和递归最二 乘(RLS)算法。其中抽头延迟的线性滤波器结构是均衡器结构中最简单最常用的模型。要实现信道的均衡，关键是要计算出横向滤波器的抽头系数，我们常用两种方法来得 到横向滤波器的抽头系数：一是以最小峰值畸变为准则的迫零均衡算法；另一种是以最小 均方误差为准则的均方误差均衡算法，本次设计采用最小峰值法来实现迫零调整法。迫零算法分析时略去了信道的加性噪声，在实际存在噪声的情况下由该算法得到的解 不一定是最佳的，但它易于实现。因此，在信道的频率响应特性比较平坦，所引起的码间 干扰不太严重的情况下，由该算法可达到

40、信道均衡的效果。具体实现如下：在横向滤波器 的延迟单元N为无穷多个的理想线性均衡条件下：h 二兰 w x(41)kn k - nn =g为消除接收端抽样时刻的码间干扰，希望：尹卩火=042)h = z wx =kn k-n0,k 丰 0n=g在实际应用中，常用的是截短的横向滤波器，因而不可能完全消除接收端抽样时刻的码间干扰，只能适当的调整各抽头系数，尽量减小码间干扰。此时，可使：z w xn k -n n =- N1, k = 00, k = +1, + 2,43)当k为其它值时，h k可能是非零值，构成均衡器输出端的残留码间干扰，均衡器系数计 算公式c=eq,利用该公式可以计算出均衡器在取不

41、同k的情况的抽头系数，本次设计K取不 同的值(K取2, 8, 15)，并且对比出均衡效果，同时还要跟无均衡下的输出进行对比。42迫零均衡器基于MATLAB仿真4.2.1 Matlab 软件介绍Matlab 是 Mathworks 公司推出的一套高性能数值计算软件。由于它具有优秀的数值计 算能力和卓越的数据可视化能力，因此很快在数学软件中脱颖而出。Matlab语言起源于矩 形运算，并发展成一种高度集中的计算机语言。它具有强大的数学运算能力、方便使用的 绘图功能及语言的高度集中性，所以在科学运算、自动控制、科学绘图、通信仿真等领域 有很广泛的运用。它不仅可以在命令行中逐行输入命令，然后依次执行，而

42、且可以进行程 序设计，然后利用断点等调试手段进行程序设计和调试。Mat lab主界面主要包括三部分： 命令区，工作区，历史记录区。4.2 .2 Matlab 仿真Matlab 具有强大的建模和仿真功能，主要是通过 Simulink 和编辑 M 文件来实现。 Simulink是由模块库、模型构造及分析指令、演示程序三部分组成。在Simulink环境中， 对于由微分方程或差分方程描写的动态系统，用户无须编写文本形式的程序，而只要通过 一些简单的鼠标操作就可形象地建立起被研究系统的数学模型，并进行仿真和分析研究。 SIMULINK在通信工具箱(Communication Toolbox)的配合下，只

43、需要少量的代码，就可 对通信系统进行深入的建模、仿真和分析研究。信源模型仿真:在计算机仿真中，考虑一个二进制数字信号传输系统。采用等效低通 的分析方法，用随机的0,1组合来表示信号。在MATLAB软件中，rand可以在0,1间产生 均匀分布的一个随机数字，再通过比较、判断、循环语句就可以仿真系统的信号源。由于 每个QPSK符号可以代表2比特，所以要产生的信号源每一个码元含有2比特。信道模型仿真:由多径衰落信道的模型定义可知，瑞利多径衰落信道可以将同相和正 交分量用0均值，等方差的独立高斯随机过程来模拟。高斯随机过程可以通过Matlab内 置函数randn产生，randn(N,M)产生N行M列的

44、高斯分布序列。因此，对于本设计，每个 比特进行编码时的信道都是不同的，对应的多径衰落信道程序应该置于编码的循环程序 内。信号在信道中传输时，也受到加性高斯噪声的干扰。加性高斯噪声指噪声的概率密度 函数满足正态分布统计特性，同时它的功率谱密度函数是常数的一类噪声。在通信系统的 理论分析中，特别是在分析、计算系统抗噪声性能时，经常假定系统中信道噪声为加性高 斯噪声。其原因在于，一是加性高斯噪声可用具体的数学表达式表述(比如，只要知道了 均值和方差6 2，则高斯白噪声的一维概率密度函数便可由式：p( x)=寺exp(4-4)确定，只要知道了功率谱密度值n0，高斯白噪声的功率谱密度函数便可由式：np

45、(w) = -2(-a+8)(4-5)决定)，便于推导分析和运算；二是高斯型白噪声确实反映了实际信道中的加性噪声情况， 比较真实地代表了信道噪声的特性。加性高斯白噪声可以通过 randn 函数产生，其方差 sgma 由每符号能量 Eav 和每比特 信噪比 snr 确定。4.2.3 设计调用函数本次设计就是利用 Matlab 的函数式 M 文件来编写程序，从而实现对正交空时分组编 码系统的性能仿真。下面就对这次设计中应用到的函数做简单的介绍。 Randn函数产生正态分布的随机矩阵。主要格式是：ou t二randn(m),就是随机产生mX 1的0, 1矩 阵。Semilogy 函数y轴对数坐标图，

46、属于单对数函数的一种。主要格式是：semilogy(Y),就是以索引为横轴, Y中的数据为纵轴绘制曲线，只是这里纵轴y要用对数表度表示。conv 函数利用这个函数,来作出两个信号的卷积mod 函数利用此函数，将卷积值u,作mod(u,2)后，变为0、1序列。Legend 函数 提供一个图例来标注各种线型对应的曲线4.2.4 迫零均衡器系统仿真迫零均衡器在移动通信中应用研究的整个模型如图 4.1：图 4.1 整个研究仿真系统框图均衡器的仿真模型可以分两种，第一种：首先产生基带(PSK )信号，然后将基带信号 调制到中频上去，在中频上加上多径干扰，再加上高斯白噪声，然后对已调信号进行同频 同相解调

47、，解调输出信号送到均衡器进行均衡。需要说明的是，为了简化实际问题，而又 能保证模型能够逼近实际的系统，采用同频同相的解调是完全可以的。第二种：首先产生 基带（PSK）信号，再在基带信号上加上多径干扰和高斯白噪声，而后直接送到均衡器进行 均衡。上述两种方案虽然不尽相同，但是对于均衡器来讲输入的信号均为基带的信号，从 这个角度来讲，无论是多径干扰加在中频上还是加在基带上面，效果都是一样的。本次设 计采用第二种，原理图如4.1图。本文采用 MATLAB 进行计算机仿真， MATLAB 的功能非常强大，具有很多内部函 数，速度快而且效率很高，是一种很高效的仿真平台，采用图 4.1 所示均衡器模型，结构

48、 清晰，大致分四个部分如下：（一）基带信号发生器利用 Matlab 内部函数 randint 可以很方便的产生 PSK 基带信号，而且产生的基带信 号是等概率分布。（二）信道仿真选择离散多径信道模型，如图2.1。本次设计采用的多径衰落信道：y=0.04 -0.05 0.07 -0.21 -0.5 0.72 0.36 0 0.21 0.03 0.07，输入信号与该多径信道相卷积，得到多径干 扰信号。多径信道误码率性能仿真框图如下图所示:图4.2 多径信道误码率性能仿真框图为了直观地表示不同信噪比下的误比特率，在本设计中绘制了误比特率（BER）比特 信噪比（SNR）图，信噪比常采用dB表示，习惯起

49、见，用semilogy函数绘制半对数坐标 图。横坐标表示比特信噪比（单位：dB），纵坐标表示误比特率。为了体现Rayleigh衰落 对系统性能的严重影响，增加只存在加性高斯噪声的无衰落信道下PSK子系统的误码率一 信噪比性能曲线来实现对比。为了区分每条曲线，需要对曲线进行标注。（三）加高斯白噪声选用 awgn 函数，可以对高斯白噪声的信噪比进行参数化设定。（四）均衡器（有无） 根据要求，用不同抽头系数的迫零均衡器进行研究，（包括没有均衡器的情况下）， 根据选择的均衡算法做迭代运算，最终计算出均衡后的输出结果，求出各自的误码率。基 于 matlab 仿真该系统代码见附录。4.2.5 线性均衡器误

50、码性能的仿真研究结果一）.无均衡器情况下，仿真模型如下4.3图：图4.3 无均衡情况下系统模型根据原理，编写代码见附录，无均衡情况下输出信号的误码性能如下4.4图：无均衛器的误码率-=a = - = = = - - =-= - - - =-= - - = a =-=- - = 三三二=:一二一 一=:三二=三二一=:一二- - - - - - - - - - - - - - - - - - BZ - - - - a - - - a - - - - - - a - - - - - - - - - - a- - - - - - a - 带二m三寸卄二弓m芋丑二：-ri - - a - - - - - - a - - - - - - - - - - a- - - - - - a - - - a - - - - - - a - - - - - - -