LTC3780高频率同步器开关升降压式控制器

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1、LTC3780高频率同步四开关升降压式控制器LTC3780是一个高性能升降压开关调整器的控制IC。其工作时输出电压可以高于，低 于或等于输入电压。采用恒定频率，电流型方式实现。工作频率锁定在400KHZ，输入电压 从4V-30V，最高可达36V。输入电压输出电压范围在工作模型间无缝对接。因此LTC3780 是汽车、通讯及电池系统中理想的控制IC。控制器的工作模型取决于FCB端子状态，对于升压式工作，FCB端选作跳跃式工作， 断续式工作及强制连续型工作，而在降压式工作时， FCB 端选作总量跨越周期式，断续型 或强制连续型、跳跃式和跨越周期式工作，给出高转换效率(轻载时)，而强制连续型及断 续型

2、则工作在恒定频率之下。故障保护由输出过压比较器及内部折返电流限制给出。还有一个POWER GOOD输出 端在输出达到设定值的7.5%以内时给出指示。该 IC 共 24PIN 引脚，各脚功能如下： PGOOD (pinl)开路漏极逻辑电平输出PGOOD，在输出电压未达到土7.5%以内时，会 拉到 GND 电平。 SS (pin2)软起动，减少输入功率源浪涌电流，推荐接6.8nf的电容。 SENSE+ (pin3)输入电流检测及反转电流检测比较器。ITH端电压并加入SENSE-及THSENSE+之间的失调。它用于设置电流纹波阈值。 SENSE- (pin4)同上 I (pin5)电流控制阈值及误差

3、放大器补偿点。电流比较器阈值随控制电压增加，电压 TH范围从0V2.4V。 VOSENSE (pin6)误差放大器反馈输入端，该端接到误差放大器输入至外电阻分压器，此OSENSE分压器从输出电压处取得。 SGND信号地，所有小信号补偿元件等都接此处，然后再去接功率地。 RUN (pin8) Run控制输入，强制Run端在1.5V以下，IC将关断开关调整器电路，这 里有一个100K电阻放在Run和SGND之间，此端电压不得超过6V。 FCB (pin9)强制连续型工作控制端，此端电压低于0.8V为连续电流型工作，浮动时为 跨越式升压或跳跃周期降压式工作，将其接INTVcc，则为恒频断续型工作。

4、PLLFLTR(pin10)锁相环低通滤波器，此端可分别用AC或DC电压源驱动，以改变内 部振荡器频率。 PLLIN (pin11)外同步输入 STBYMD (pin12) LDO 控制端 BOOST2 (pin13) BOOST1 (PIN24)升压浮动驱动电源端 TG2 (pin14) TG1 (pin15)顶部 MOS 栅驱动。 SW1(pin15) SW2(pin17) 两开关结点端 BG2 (pin16) BG1 (pin18) 两底部 MOS 栅驱动PGND (pin17)此端与两底部功率MOS的源尽量近地接在一起。INTVcc (pin19)内部6V稳压器输出，它用于驱动控制电路

5、，要至少加4.7uf电容去耦 合。EXTVcc (pin20)外部Vcc的输入端，当EXTVcc超过5.7V时，内部开关接到INTVcc 并关断内部 Vcc。Vin (pin21 )主输入电源的正电压端，同一 RC滤波器接至GNDEXPOSED PAD 接后 SGND 并接 PCB 的地。Q EXPOSED PAD 接至 SGND，并接 PCB 的地。工作模式主控环路，LTC3780是一个电流型控制器，它提供一个可以高于、等于或低于输入电压 的输出电压 LTC3780 拓朴及控制方案使用了一个电流检测电阻放于两低端 MOS 开关至 GND处。它可检测出电感电流并由Itn端上的电压来控制。它系放

6、大器EA的输出端Vosenser 端接收此电压反馈信号并与EA内部的基准电压进行比较。高端MOS的驱动基于提升电平的电容CA和CB。它通常在高端MOS关断之后通过一 AB个外部二极管重新充电。而同步开关D和B不需并一个肖特基二极管。但在死区时间要提 供一个低的压降。附加上肖特基二极管可以改善峰值效率12个百分点。（400KHz时）主控环路在RUN端变为低电平时会关断。当RUN端电压高于1.5V时，一个内部1.2uA 的电流源会给软起动电容充电，它位于SS端的Css。Css在起动期间缓慢充电时，由ITH电TH 压然后钳制 SS 端电压。该软起动钳制可防止从输入电源端来的突变电流。 功率开关控制图

7、1展示出一个简化电路，示出四个功率开关如何外接电感，VN，Vout及GND四个 部位。图2展示LTC3780作为占空比D的函数如何工作。功率开关正确工作的控制，在两 者之间的传输为连续型。当VN接近Vout时，即为BUCKBOOST区域。工作类型之间的 转换时间为典型的 200ns。降压工作区域（VVout）IN在此工作区域时，开关D总是导通，而开关C总是关断。在每个周期起动时，同步开 关B首先导通，在开关B导通时，电感电流被检测出来。在此电流降到基准电压以下时， 它正比于Vith,同步开关B关断。而开关A在此同一周期内开启。开关A和B两者交替。 很象典型的同步BUCK稳压器。开关A的占空比增

8、长直到最大占空比附和BUCK类型。Dmax-BUCK= （1-Dbuck-boost）X100% 此处，Dbuckboost=BUCK-BOOST开关的占空比范围。 DBUCK-BOOST=（200nsXf）X100%f 是工作频率为 Hz。图3示出典型BUCK模式波形。如果VN接近Vout，则BUCK-BOOST区域就到来。BUCK-BOOST( VIN=Vout)当VN接近Vout时，控制器工作在BUCK-BOOST模式。图4示出此模式下的典型波 形。每个周期，如果控制器开始工作时，开关B和D导通，开关A和C随后导通。最终， 开关A和D在余下的时间导通。如果控制器开始工作时，开关A和C导通

9、，然后开关B和 D导通。最后，开关A和D在余下的时间导通。升压工作区域（V VVout）IN在升压工作时，开关A总是导通，同步开关B总是关断。每个周期开关C首先开启导 通，电感电流在同步开关 C 导通时检测出来。然后，在此电流降压超过基准电压时（其正 比于Vith），开关C关断，然后同步开关D在剩余时间内导通，开关C和D交替，如同典 型的同步升压稳压器。开关C的占空比减小，直到控制IC在BUCK模式下的最小占空比，达到Dmin-Boost， 由下式给出：Dmin-Boost=( DBUCK-BOOSTX 100%此处，DBuck boost是BUCK-BOOST开关范围的占空比。 Dbuck-

10、boost=（200nf f）X 100%f 单位为 Hz。图5展示出典型BOOST型的波形。如果VN接近Vout，就回到了 BUCK-BOOST工作 区域。小电流工作FCB端是一个多功能端子，它提供2个功能。 提供调节给二次侧绕组，它用暂时强制连续的PWM工作方式于降压型。 选择总共三种模式来满足降压（BUCK）升压（BOOST）工作并接受逻辑输入电平。图 6 展示出各种不同的模式。FCB PIN降压模式升压模式0V7.5V强制连续模式强制连续模式0.85V5V跳跃周期模式工作跨越模式工作75.3VDCM恒频DCM恒频图 6 表格，不同的工作模式。当FCB端电压低于0.8V时，控制器显示出连

11、续工作模式。PWM电流型同步开关调整 器。在升压模式开关A总是导通的，开关C和同步开关D交替导通，以保持输出电压与电 感电流无关。每十个周期，开关A被强制关闭大约300ns,以使Ca重新充电。在降压模式 同步开关D总是导通状态，开关A和同步开关B,交替导通，以保持输出电压独立与电感 电流无关。每十个周期，同步开关D被强制关闭300ns，以使CB再充电。这是在轻载时有 效的工作模式。但是，在某些应用中，可能是合乎要求的。在此模式中，输出可以源出或漏 入电流，而漏入的电流将会强制其返回主电源以提供输入共给，防止电压电平危险的提升 切切注意。当FCB端电压在VINTVCC1V以下时，但还大于0.8V

12、，控制器进入跨越模式工作在升 压状态，或进入跳跃周期模式工作在降压状态。在升压状态跨越模式工作，在禁止开关 C 并关断同步开关D时，设置一个最小输出电流水平，此时电感变负向，这要结合实际需要。 在小电流时，要恒使ITH端为低电压阈值，这将适当地禁止功率开关C和D的开启导通， 知道输出电压降落。这里有100mv的滞留量给跨越比较器接到ITH端。该阈值产生一输出信 号给MOSFET C和D。令其导通几个周期，随后休息，其间隔取决于负载电流。最大输出 电压纹波限制在3%的正常输出电压范围以内。输出电压有两取样电阻反馈决定。在将压工 作时，跳跃周期模式设置一个最小的正向电感电流水平。当电感电流低于此水

13、平时，同步开 关B保持关断。在每个周期中，同步开关的体二极管或肖特基二极管其与同步开关B并联。 它用于将电感电流放掉。结果，几个周期将被跨过，此时，输出负载电流降到最大设计负载 电流的 1%以下，以保持输出电压稳定。当FCB端电压达到INTVCC端时，控制器进入恒频断续电流型工作（DCM）。对于升 压式工作，同步开关D保持关断，无论如何ITH端要在阈值电压以下。在每个周期中，开关 C 用来充入电感电流，在输出电压足够高时，控制器将进入连续电流降压模式，并在一个周 期内放掉电感电流。在随后的周期里，控制器将恢复DCM的升压式工作。对于降压式工作， 恒定频率断续电流型设置一个最小的负向电感电流水平

14、。同步开关B无论何时关断，电感 电流都低于该水平。在非常轻的负载之下，此恒频工作不如跨越式工作或跳跃周期式工作有 效，但提供很低的噪声及恒频工作。频率同步及频率设置锁相环允许内部振荡器可以由PLLIN端进入的外部信号源同步。在PLLFLTR端的相位 检测输出还是振荡器的频率控制输入端。频率范围为200KHz400KHz。其对应电压为从 0V到2.4V,于PLLFLTR端。当锁定时PLL成线性地沿同步脉冲的上升沿去开启高端 MOSFET。当PLLIN开路时，PLLFLTR端变低电平，强制振荡器到其最小频率。INTVCC/EXTVCC 供电给整个MOSFET驱动器供电多数内部电路都由INVCC端驱

15、动。当EXTVCC端开路时， 内部一个6V低压差线性稳压器供电给INTVCC。如果EXTVCC加到5.7V以上时，6V稳压 器即关断并且内部一个开关开启，将EXTVCC接到INTVg。这样允许INTVCC从一个高效 率的外部电源供电。POWER GOOD 端POWER GOOD端接到一个漏极开路的内部MOSFET，此MOSFET开启时，使此端为 低电平。此时，输出还没达到正常输出电压的7.5%以内。输出电压由取样电阻分压器决 定。而当输出电压满足7.5%以内的范围时， MOSFET 即关断，该端输出即可由一外接电 阻及7V以下电源推向高电平。FOLDBACK 电流折返电流限制在输出电压降到正常

16、水平的70%以下时被激活，减小无用功率。在起动期 间，折返电流限制功能被禁止。输入欠压复位SS端电容在输入电压低于4V时会放电复位，而在输入高于4V后，SS电容将企图通 过正常软起动斜波充电。输出过压保护一个过压保护比较器预警瞬间电压过冲（7.5%）,可以更好地防止输出过压。在此情 况下，同步开关B和同步开关D导通，直到过压条件移去或达到最大反向电感电流限制。 当电感电流低于最大的负向电流限制时，同步开关B和同步开关D关断，而开关A和开关 C导通，直到电感电流达到另一个负向电流限制。如果比较器一直检测到过压条件，贝y开关 A和开关C关断，而同步开关B和D则再次导通。短路保护及电流限制开关A的导

17、通时间由输出电压限制，当输出电压减小且低于正常值时，开关A的导通 时间将减少。在每个升压模式的周期中，电流由电压基准限制，它正比于Ith端电压，最大 检测电流限制为160m v。在每个降压周期内最大电压限制为130mv。STANDBY模式端待机端是一个三态的输入端子。该控制电路设于IC内部。功能如下，当STANDBY端 子接地时，SS端也到地电平。功能如下，当STANDBY端子接地时，SS端也到地电平。当 该端开路时，内部的SS电流源即给接于SS端的外部SS电容充电。允许控制器起动，并激 活内部必要的各偏置源。当STANDBY端电压高于2V时，内部线性稳压器起动，RUN和 SS端的状态各自独立

18、，并提供一个输出功率源给“唤醒”电路，采用一个）.1uf小电容接地 给该端去耦。如果该端没有接直流电位的话。应用信息图 11 是 LTC3780 的基本应用电路，外部元件选择系根据负载的需要决定。开始先选择 Rsense及电感量值，然后选择MOSFET，最后决定CIN及COUT。该电路可以给出的最高输 入电压为 36V。Rsense 的选择及最大输出电流Rsense 的选择基于所需的输出电流。在升压模式时，电流比较器阈值设置电感电流的 峰值及在降压模式最大电感电流的谷底电流。在升压模式，最大平均负载电流为：Iout=L2160mv x Vi-Rsense x Vout此处，为峰峰电感纹波电流。

19、在降压模式最大平均负载电流为Iout 130mv x VAIIout=砂+lRsense 2图 7 示出负载电流与输入及输出电压的关系曲线对LTC3780及外围元件的变化给出一个范围，2 x160mv x VRsense2 lout (max Boost)IN Vout+ AlL(Boost)选择工作频率LTC3780 使用恒频工作，它由内部的压控振荡器来实现，开关频率由内部振荡电容决 定。该内部电容由一固定电流再加上一个附加电流充电。此附加电流正比于加在PLLELTR 端的电压。此振荡器频率有2 : 1的变化范围。PLLFLTR端接地时，为200KHz，接到2.4V 时为大约400KHZ。当

20、PLLIN开路时，PLLFLTR端为低，会强制振荡器为最低频率。加到PLLFLTR端的电压与频率的关系如图8所示。随工作频率增加，栅充电损耗会更 高，会降低效率。最高开关频率为400KHZ。电感选择工作频率及电感选择密切相关，更高的工作频率可选择更小的电感及电容值。电感值直 接影响纹波电流。电感电流纹波典型设在最大电感电流的20%40%。对给定的纹波, 计算电感的公式如下：LBoostVlN(min)2 (VouLO) x 100IN (min)f l %Ripple Vout 2out( max )Vout (VVout) x 100BuckIN (min)Hf l %Ripple Vout

21、2out( max )此处：f工作频率，Hz%Ripple所允许的电感电流纹波VIN (min)最小输入电压VVIN(max)最大输入电压VVout输出电压Vlout最大输出电流对于高效率，选择电感要最低的磁芯损耗。诸如铁氧体的，钼 铍末合金，还有要极低 的 DC 电阻，还必须能在最大电流时不饱含，为减少辐射噪音，可用环形、灌形或屏蔽好的 骨架电感。ClN及Cout选择在升压模式，输入电流连续，在降压模式，输入电流断续。为此，降压模式下输入电容CIN的选择取决于输入电流平方的滤波。使用低ESR电容，掌握电流RMS最大值。对于降压工作模式，输入均方根电流为：I iVout : VIRMS = I

22、out (max) IN 1V VoutIN该公式有一个最大值，其在VN=2V0ut处。此时，IRMSTout/2，这是最坏情况下通常选 用的设计值，因为既使在最大偏差时也不会有更大缓解。注意：纹波电流比率从电容制造商 处也是 2000 小时的寿命，可建议适当合理地减小电容值。在升压模式，断续电流从输入移向输出，所以Cout必须加大，以减小输出纹波。ESR 的影响及大电解电容必须考虑达到纹波电压的要求。由于电容充放电造成的纹波为：纹波Boost=out ( max ) (Vout - V ,IN (min )Cout Vout fV纹波 Buck=(Vout -V )out (max)IN (

23、min ) Cout Vout f此处，Cout为输出滤波电容总值，由于ESR造成的纹波值为：VBoost= IL( max Boost) ESRVBuck=【L (max Buck) ESR用多个电容并联放在输出可以满足ESR及RMS电流掌控的需要。用钽电容，高分子聚 合电容，铝电解电容及瓷介电容以表面贴片都可以。瓷电容有最好的ESR，但有高压系数, 现在这些电容都是可能的。功率MOSFET选择及效率的考虑LTC3780需要四个外接功率MOSFET，两个作顶部开关(A和D)，两个作底部开关 (B和C)。对功率MOSFET来说，重要参数有击穿电压Vbrdss，Vgs阀值电压VgSth，导通电阻

24、Rdson、反向传输电容Crss及最大电流【DS (max),驱动电压定在6V。INTVcc 电源，必须选用逻辑电平阈值的MOSFET。如果输入电压要降到5V以下，(24V)则必须 考虑 sublogic 阈值的 MOsFET。为选择功率MOS，必须了解其功耗。对于开关A,最大功耗发生在升压型，当其完全 导通时，最大功耗在最大输出电流时给出如下式：out (max) pT RDS(on)pC VoutPA Boost= IN这里p T是规范因子。导通电阻会随温度变化，典型值为0.4%/C,对于最大结温125 米用 p T =1.5。开关 B 在降压型作为同步整流用，它的功耗在最大输出电流时给出

25、如下式：PV VB Buck=施out(max)pT RK Vout 3DS(on)IN out (max )VIN CRSSf此处， CRSS 通常由 MOSFET 制造商给出，常数上计及由于反转电流造成的损耗，通常正比于栅驱动电流，并使用1.7的经验值。对于开关D,最大功耗在升压型，当其占空比高于50%时，其最大功耗在最大输出电 流时由下式给出：PD Buck=VINVoutCVout-V VINout (max) pT RDS(on)对于相同输出电压及电流时，开关A有最高的损耗，而开关B有最低的功耗，除非输 出端出现短路。从已知功耗其 MOS 的结温可以使用下式求出：Tj = TA+P

26、RTH (JA)RTH (JA)使用于上述公式中，通常包括RTH (jc)对器件加上，从外壳到环境的热阻,Tj 值与原值比较，假设使用之，会增加计算过程。肖特基二极管(D1、D2)选择及轻载工作肖特基二极管D1和D2示于图1。它在功率MOS开关导通之间的死区时间内导通。主 要用于防止同步开关B及D的体二极管导通。实际上，D2有效地减小了开关D关断及开关C导通之间的反向恢复电流。它改善了变 换器的效率，减少了开关 C 的电压应力。为使二极管工作更有效，其间的电感及同步整流 开关要尽量地小，并使其紧密相连。在降压模式，当FCB端电压是0.85VVVfcb5V时，变换器工作在跳跃周期型。此 时，同步

27、开关B仍旧关断。直到电感的峰值电流超出最大峰值电流的1/5。结果D1要承受 整个负载电流的1/21/3。在升压模式，当FCB端电压高于5.3V，变换器工作在断续电流型。在此时，同步开关D仍旧关断，直到电感电流超过其最大峰值电流的1/5。结果D2要承受整个负载电流的1/3 1/4 。在降压模式，当FCB端电压高于5.3V，变换器工作在恒频断续电流型。在此时，同步 开关B仍旧导通，直到电感谷底电流低于检测电压等效的最小负向电感电流水平时（Vsense = -5mv）两开关A和B都关断，直到下一时钟信号到来。在升压模式，当FCB端电压为0.85VVfcb5.3V时，变换器工作在跨越型。在此时， 变换

28、器箝住峰值电感电流，达到其最大峰值电流的大约20%。输出电压纹波此时会增大。 INTVcc 稳压器一个内部 P 沟道低压差调节器从输入电源 VIN 产生 6V 的稳定电压于 INTVcc 端。INTVcc用于供给LTC3780的内部电路。INTVcc端能供出的电流最大为40mA。需采用一 个最小4.7uF的电容作输出旁路。再加一个1uf的瓷介电容接于此处到IC的PGND端。旁路电容对于有着高瞬态电流的MOSFET的栅驱动是非尝重要的。对更高的输入电压应用时，驱动大功率MOSFET在高频下可使LTC3780有很高的总体 结温，甚至超出其最高结温，为此，系统电源电流通常由栅充电电流支配，INTVc

29、c附加的 外部负载也要计及在内，整个INTVcc电流可由内部线性稳压器供给或由EXTVcc端以外部 供给，当加到EXTVcc端的电压低于5.7V时,全部的INTVcc电流都由内部6V线性稳压器 供给.此时,IC的功耗为 Vin【INTVCC,使整个效率很低.结温可用下面公式标出。例如LTC3780。Vin电流为24mA。从24VVin得到。当不用外供电源时。Tj = 70r+ 24mv X24VX95T/W=125r使用外部EXTVcc输入将可以使结温降到：Tj = 70r+ 24mv X6VX95/W=84r为防止超出最高结温，输入电源电流必须检测并令其工作在连续电流型。EXTVcc 的连续

30、LTC3780包括一个内部P沟MOSFET开关。它接在EXTVcc和INTVcc两端之间。当 加到EXTVcc端的电压超过5.7V时，内部稳压器就自行关闭。由P-MOSFET开关将其接到 EXTVcc端来给IC供电。在EXTVcc电压加到5.5V时，此开关仍旧是断开的，直到电压加 到5.7V7V时。如果需要更大的电流，则要接一个肖特基二极管放在EXTVcc和INTVcc 之间，以确保EXTVccWVin下面给出三种可能的连接状态。 EXTVcc令其开路（或接地）。这将是由INTVcc完全供电，由内部6V稳压器供电，成 本低，效率也低。 EXTVcc直接接到Vout （5.7V7V）这是正常接一

31、 6V稳压器，可提供较高的效率。 EXTVcc接外部电源。如果外部电源电压在5.5V7V范围，这可以用来供给EXTVcc， 并使其与栅驱动的需要兼容。输出电压LTC3780 输出电压由外部的反馈电阻分压器设置，此分压器放于输出电容处。反馈信号与内部 0.8V 基准电压比较并有误差放大器放大。输出电压由下式给出：VR 2Vout=0.8V (1+)R1高边 MOSFET 驱动电源参见图11,外部提升电容CA和CB接到B00ST1和B00ST2，以供给高边MOSFET 开关A和D的栅驱动电压。当MOSFET开关A导通时，则开关结点SW2上升到V【n，而BOOST2pin升到大约Vin+INTV。当

32、低边MOS开关C导通时，开关结点SW1降到低 电位。升压电容CA通过DA从INTVcc放电。升压电容CA又从INTVcc充电。升压电容 CA和CB需要储存大约100倍的顶端MOS开关A和D所需的栅电荷。通常选用0.1uf到 0.47uf X5R或X7R的瓷介电容。运行功能端RUN端提供一个简单的ON/OFF控制功能给LTC3780,令其达到1.5V以上时控制器开 始起动，而令其降到1.5V以下，LTC3780进入低电流关断状态。RUN端电压不得超过6V。 软起动功能软起动可以减小电源的浪涌电流，用逐步增加控制器电流限制的方法解决上述问题。一个内部1.2uA电流源充电给Css电容。这使SS端电压

33、从0V升到2.4V，内部限流也 从OV/Rsense升到150mv/Rsense。输出电流的斜率也慢慢上升。速率为1.5s/uf。一直升到满载。输出电流斜率也慢慢上升，从而消除了浪涌电流。所需时间为：iRMP2.4V1.2uACss =(1.5s/uf)XCss不可使Css端电压升到6V以上。待机功能端待机功能端给起动及待机工作提供几个选择。如果该端接地，则Css端内部也接到地， 可防止起动。因此，它为关断控制器提供一个控制信号。如果该端开路或接一电容到地，则 SS端内部提供起动电流执行外部控制来开启控制器。如果将此端接到一个高于1.25V的电 平上，则内部稳压器(I NTVcc )将起动，甚

34、至在控制器处于关断状态也将启动。在此时， 板上6V稳压器可提供功率保持激活功能。FCB 端调整二次绕组于降压模式在降压模式， FCB 端子可用于调节二次绕组或作为逻辑电平输入。连续工作模式系由 FCB降到0.8V以下时强制的。在连续型工作时，电流连续地流过变压器初级、次级绕组仅在开关B和开关D导通时 才产生电流，当初级负载电流很小或ViNVout比很小时，同步开关B可能无法开启，也就 无法传输足够的能量到二次绕组。如果有足够的同步开关占空因子的话，强制连续型工作会 支撑二次绕组工作。于是， FCB 输入端移去所需。那么，功率必须从辅助绕组给出。在连 续型工作时，辅助输出通常可以加载，而不论初级

35、有无负载。二次输出电压Vsec通常设在如图10，匝比如下：VSec=(N+1)Vout 当然，如果控制器进入跨越型工作，因初级负载很轻，这样 VsEc 会降下来，从 VsEc 接一电阻分压器，送回FCB端即可设置最小电压Vsec (min)。V R 6VSEC (min)=0.8X(1+)R5如果Vsec降到此电平以下，则fcb电压会强制暂时连续开关工作，直到Vsec再 次达到最小值以上。为防止在无外部连续的FCB端工作模式的不稳定工作，FCB端有一个0.18uA内部电 流源会将其电平推高，包括选择的R5、R6电阻值时都要考虑此电流。故障条件、电流限制和电流折返最大电感电流在电流型控制方式中都

36、是由最大检测电压来控制的。在升压模式中，最大检测电压及检测电阻由最大允许的电感峰值电流决定，如下式：L( max Boost)160mvRsense在降压模式下，最大检测电压及检测电阻决定最大允许的电感谷底电流l (max Buck)130mvRsense进一步的限流，如短路到地，则LTC3780包括折返电流限制。如果输出降落到30%以 下，则最大检测电压逐渐低到满载值的1 /3。故障条件：过压保护用一个比较器监视输出电压防止过压条件。比较器检测的过压范围为高于正常输出电 压的7.5%。当此条件被检测到时，开关A和C关断，而开关B和D导通，直到过压条件 消失。在过压条件下，有一个反向电流限制(

37、Vsense=60mv)用于限制反向的电感电流。 当检测电流电感电流低于一60mv时，开关A和C再次导通，而开关B和D关断，直到检 测电流高于一20mv。如果输出电压仍在过压状态，则开关A、C再次关断而开关B和D再 次导通。效率的考虑开关稳压器的效率比等于输出功率除以输入功率乘以100%。它经常用于分析独立损耗， 以确定什么因素限制效率的提升，什么会改变它，这是非常重要的。虽然全部功耗元件在电 路中都产生损耗，但主要是四个损耗源形成LTC3780的总损耗。 .DC I2R损耗这是功率MOS的导通电阻。检测电阻，电感内阻以及PCB板线阻在大电流输出时产 生的损耗。 . 传输损耗，这种损耗发生在开

38、关 A 或 C 在开关结点传输过渡期间消耗在饱和区域。它 取决于输入电压，负载电流，驱动强度及MOSFET的电容，损耗在输入电压20V以上时才 有意义，估算如下：Transition Loss= 1.7A-1 XViN2XI tXCR XfIN out Rss此处，CRSS是翻转传输电容。 NTVcc电流，这是MOSFET驱动及控制电流的总合。该损耗可以用EXTVcc处接 入外部高效电源而减去。例如，从boost网或交流源处给出此电源。 Cin和Cout损耗。输入电容有不同的工作。如降压型中滤波用的大RMS输入电流得 到调节，输出电容有更为不同性质的工作。有在升压或工作中滤输出电流的，Cin和

39、Cut 都要有低的ESR，以减小ACI汆损耗。足够的容量以防止RMS电流导致的附加逆流损 耗。 其它损耗。肖特基二极管D1和D2在死区时间内及轻载周期内相应的导通损耗。 电感磁芯损耗在轻载时占了主导位置，开关C在升压模式工作时的反向恢复损耗。为了调节改善效率，输入电流大小是最好的改善效率的指示牌。如果你减小了输入 电流，而负载不变，那末效率就提高了。如果输入电流没变化，效率就没改善。设计实例作为一个设计实例， 假设 Vin = 5V18V (12V 为标称值) Vout = 12V (5%) iout=5A,f=400KHz.将PLLFLTR端接到INTVcc令其在400KHz下工作，电感值的

40、选择首先基于30%纹波 电流，在降压模式，纹波电流是：VAI outLBUCK-Vout1V丿IN纹波电流最高值出现在最高输入电压处，在升压模式纹波电流为：AI亠LBoost1 V VtJout纹波电流最高值出现在ViN=Vout/2处。一个6.8uH的电感在升压时将产生13%的纹波, 在降压时将产生29%的纹波。Rsense= g2 x 160mv x VIN+ AI) Vout( max boost)LBoost out选择为 10m 欧。输出电压为12V，选R1为20K，则R2Vout R1R2=R 10.8选择R2为280K。R1、R2两者将有一个1%左右的误差。下一步，选择 MOSF

41、ET开关，一种合适的选择是 Si4840，Rsdon = 9MQ，Crss =150pf (QjA=40C/W)开关A的最大功耗出现在Boost模式，开关A完全导通，假设结温Tj = 150C，在V【N 5V 时，功耗为：p 150=1.5。12PA boos严 Gy x 5)2 x 1.5 x 0.009= 1.94W在环境70C时，Tj = 70C + 1.94X40C/W=147.6C开关B最大功耗出现在降压模式，假设结温为Tj = 80C, p 80C = 1.2功耗在VIN=18V时。PB Buck 三18 12X 52 X 1.2 X 0.009= 135mw12检查Tj MOSF

42、ET在70C环境时，Tj = 70C+0.135WX40C/W=75.4C开关C的最大功耗出现在升压模式，假设Tj=110C, p 110C=1.4,在Vin=5V时，功 耗为：PC Boost 三12 X 52 X 1.4 X 0.009+ 2 x 123 x 5 x 150p x 400K = 1.08W525检查Tj MOSFET，在70C环境时，Tj = 70C + 1.08WX40C/W=113C开关D的最大功耗出现在升压模式，当占空比超过50%时，假设结温为Tj=100C, p 100C=1.35,在 Vin=5V 时，功耗为：512PD Buck三 一 X (一 X 5)2 X

43、1.35 X 0.009= 0.73W125检查Tj MOSFET，在70C环境时，Tj = 70C+0.73WX40C/W=99CCIN选择作滤波在降压模式下，此时，最大输入电流峰值为：【IN peak (max buck) =5X(1+29%)=6.5A选用一个ESR (10mQ )的电容输入电压纹波为65mv。Cout选作升压模式下的滤波器，此时，最大输出电流峰值为:I 12out peak (max buck) = -5 X 5 X (1 + 13%) = 13.6A选用一个ESR (5mQ )电容，它将纹波限制在68mv以下。PC 板布局要点基本的 PC 板布局需要致力于地线布局，还有对于大电流多层印板可提供功率元件更好 的散热条件。地线布局不要任何轨迹，而且尽可能围绕MOSFET。放置CIN开关A、开关B、D2放在一个区域，放置Cout、开关C、开关D及D1放在 一个区域。使用最近的连线让元件靠近SGND和PGND,作地线布局用几个大路径给每个功率元件。给 VIN 及 Vout 保持好的电压滤波通道，保持低损耗。没有用的区域用铜箔覆盖，这样会加强散热，减小温升，将铜箔接地或“IN。