开关电源环路中的TL431

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1、开关电源环路中的 TL431作者：安森美半导体产品线应用工程总监 Chri 来源:电子设计应用2009年第5 期摘要：虽然上一期文章介绍了如何以TL431实现2类补偿器。然而在补偿电路方面，TL431并非万能药。由于原极点和零 点之间以固定系数相关联，采用运放构建的补偿器时，运放的灵活性会降低，而这个运放中可以创建自选的中频带增益。为解决 LED 串联电阻对可能的增益变化进行钳位的问题， 1 类补偿器将提供稳定所选转换器时的灵活性，符合期望。然而，这种1 类补偿器也 有局限，即它不提供任何相位提升。关键词：LED串联电阻；1类补偿器；2类补偿器图 1 采用 TL431 构建的 2 类补偿器1砌

2、dBJ 1殛图 2 通过调节原极点和零点之间的距离来选择中频带增益图1所示为采用TL431的2类补偿器，创建了 1个在原点处的极点fp。、1个极点fp以及1个零点fz。等式(1)描述了采用 TL431构建的2类补偿器，并显示存在着结合光耦合器寄生电容C t及所增加电容C2的举措。opto2”1(3)将等式(2)和等式(3)相除时，可发现原极点和零点之间有下述关联：由于零点固定且取决于上面的电阻R1和电容C1(见等式3)，调节LED串联电阻Rled可提供一种改变原极点位置的途径(见 等式2)。通过这种举措，可轻易地将中频带增益调节至所需的值。这就是图2所示出的两个不同的原极点位置如何改变中频带增

3、益 G。然而，光耦合器集电极中所需的电流漂移限制了增加LED电阻值的自由度。LED电阻值不能超过下述值：r吒 匕in?Ffpniin r如决定以光耦合器并联1颗1k电阻来为TL431增加额外的1mA偏置，如图1所示，上述等式就必须修改，因为这个电流也通过LED串联电阻:其中，Vout为输出电压为光耦合器与1个电阻并联(通常为1k以提供1mA偏置电流)时的TL431偏置电流,VTL431,min 为TL431能够降至的最低电压(2.5V), Vf为光耦合器LED的正向压降(V), CTRmin为光耦合器的最小电流传输比，Vct为光 耦合器饱和电压(300mV1mA集电极电流)，这电压强加最低反馈

4、电压，Vdd为上拉电阻的内部偏置电压，通常为5V。在等式(5)中代入等式(6),就得出采用TL431的2类补偿器能够达到的最小中频带增益:在5V转换器的案例中，如果使用上述值，中频带增益值就无法调节至低于10dB。如果用等式(7)来计算Rled，情况则会更 差。这种限制的含义是什么？所采用的补偿技术意味着电源段增益曲线H(s)有向上或向下移动一定量的增益(或衰减)，从而在所选 频率处实现0dB交越。基于运算放大器的2类补偿器在周围元件的选择方面提供了足够的设计灵活度，可在交越频率放大或降低电 源段增益曲线。相反，当所选交越频率涉及到增益曲线上的一个点(这个点涉及到有限的增益或更坏情况下涉及到有

5、限的衰减)时， 等式(8)提出了相当严格的设计限制。假定电源段增益曲线上所选交越点幅度为-5dB。为了在这一点交越，可能需要在所选频率将 整个曲线移动+ 5dB。遗憾的是，等式(8)要求的17dB最小增益限制使得不能达到这个目标，没有任何办法来背离这个限制。如果 在交越频率出现大量的增益超出，如在功率因数校正器(PFC)的案例中，情况会进一步恶化。此时应该怎么做？可以在所需中频带增 益与等式(8)相符合的不同区域选择交越频率，或者确定出不需要相位提升的区域。通过这种选择，简单的1 类补偿器就可以完成工作。在这种情况下，由于中频带增益参数消失，可针对TL431采用不同的计算策略。采用 TL431

6、 的 1 类补偿器其原理与图 1 并没有不同，且等式(1)仍有效。然而，为了执行整合功能，并单独保持原极点(不变)，必须使上面的极点和零点相一致。然后，选择阻值与等式(6)提供的结果相符合的LED电阻。它与2类补偿器的区别在于前面的LED电阻选择。以5V输 出为例，并考虑如图1的方式提供1mA偏置，就能计算出这个电阻能够采用的最大值：在等式(2)中采用等式(10)来代替Cl，得到由电容C2与光耦合器寄生电容Copto并联构成的极点电容的定义:CTR(11)现在，必须选择原极点位置，使交越频率fc处的衰减Gf精确地补偿电源段波特图中读得的增益超额或缺额。原极点转换功能可从上述等式计算出交越频率处

7、G(s)的幅度:人(13)现在可解析出原极点位置，并代入等式(11)来得到cpole：4一旦知道了 cpole,就可以使用等式(10)来得到Cl。丰15RL&azPiWBCWC3l LitRtaftgve QflATOMfr5RF图 3 使用 MC33262 等电流模式边界线控制器的反激模式单段 PFC图 4 电源段波特图显示工作在 100Vrms 输入电压时有 12.2dB 的增益超额应用示例为展示1类补偿器的设计，本文选择使用反激式结构、提供12V输出电压的单段式PFC。这一电路采用了诸如MC33262 这样的边界线控制器。这种控制器工作在峰值电流模式，但应用电压模式架构的安森美半导体NC

8、P1606则会产生这样的效果：两 者都可工作在固定导通时间。图3 所示为采用参考文献中研究的自动跳变流模式构建的应用示意图。峰值电流设定点的具体确定， 实际上是以光耦合器集电极上出现的误差信号来对电阻R1上面部份端子处存在的整流全波信号的幅度进行调制来实现的。输出电压 为预计的12V,它以100Vrmg入电压提供100W功率。所显示的偏置点可确定直流点的计算。可从图 4 中所示的电源段波特图开始研究环路的稳定性。这个图既能通过分析方式来手动产生，也可以像此前所做的一样以 SPICE仿真器来产生(见本杂志2009年4月刊第76页的开关电源环路中的TL431一文)。由于现在处理的是1类补偿器，交越

9、点没有增加的相位提升。将相位裕量保持在大于或等于45，自然会限制交越频率约为15Hz,而正是在这个频率电源段相位旋转 开始超过45。在10Hz频率时，旋转为-36。，而超额相位达到12.2dB。而在传统2类配置中使用等式(8),则无法将增益降到 低于-5dB,但此处需要将在波特图的幅度10Hz时降低-12.2dB，因此，在本案例中1类补偿器是强制性要求。现列举一下计算步 骤：1.计算容许的最大LED电阻：t)12-J-2.5采用 2.2k 电阻值，可以得到适宜的安全裕量。2.计算10Hz交越频率时所需的衰减：-门.2Gr =10_ = 0.245几（16）3. 确定原极点位置：4.采用250p

10、A分流桥电流Ibias（该电流在噪声免疫性和待机能耗性能方面提供极佳折衷），计算出上面及下面的电阻值: J t厂 W）其中采用 TL431 内部参考电压 Vref。5. 计算所需的极点电容值：知道光耦合器寄生电容Cpt。（假定已确定/解析出它为2nF）,就可以计算增加的电容值C2。结合等式（20）提供的结果，就可知道在这个特别案例中光耦合器极点没有影响：出于这个目的，将使用10pF电解电容。dBio图5 一旦获得补偿，交越频率就达到期望的10HzT(s)17、ps图 6 单段 PFC 反激转换器的瞬态响应。对于这种结构是典型的输出纹波6.通过上述值来计算零电容值：c严C映令血號2呼1 (22)

11、将选择4.7pF电解电容。将这些值应用到图3的元件中，就会获得如图5所示的环路增益图T(s)。这里考虑10Hz的交越频率以及55。的相位裕量。得益于平均模型仿真速度，很快就可以仿真出启动序列，并在输出稳定时检测输入电流。两个波形都显示在图6中。输出并没有过 冲，并展现出等式中定义的相当大的纹波：-2.6Vfp(23)然而，这仿真显示了略低的纹波幅度。功率因数测得为0.963，也是这种架构下的典型功率因数。结语2 类配置补偿器中采用的 TL431 会将可达到的最小增益向下钳位，不能应用在超额增益需要补偿的情况。在不需要相位提升的情况下， TL431 补偿器可重新排置，以用于原极点能够被布设为任意频率处交越的1 类应用中。参考文献1. C. Basso. Switch Mode Power Supplies: SPICE Simulations and Practical Designs. McGraw-Hill, 2008