48V10A高频开关电源设计

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1、48V10A高频开关电源设计摘要随着大规模集成电路的发展，要求电源模块实现小型化，因而需要不断提高开关频率和采用新的电路拓扑结构，这就对高频开关电源技术提出了更高的要求。本文设计的是一款具有实时监控、显示的高频开关电源。采用软开关技术可以有效的降低开关损耗和开关应力，有助于变换器效率的提高。而PFC技术可以提高AC/DC变换器的输入功率因数，减少对电网的谐波污染。系统以MOS管作为功率开关器件，构成移相全桥ZVS PWM直流变换器，采用脉宽调制PWM技术，PWM控制信号由集成控制器UC3875产生，从输出实时采样电压反馈信号，以控制输出电压的变化，控制电路和主电路之间用变压器进行隔离，并设计了

2、软启动和保护电路。显示、监控用AT89C52、TLC2543和1602模块实现。最后利用仿真验证本设计，分析该系统能安全可靠运行，达到了设计要求。 关键字：高频开关电源，Boost变换器，相移ZVS-PWM变换器，仿真AbstractWith the development of large scale integrated circuit, power supply module to realize miniaturization, so need to constantly improve the switch frequency and adopts the new circuit t

3、opology, it is of high frequency switching power supply technology put forward higher request.Is a design in this paper has real-time monitoring, display of high frequency switch power supply. The soft switch technology can effectively reduce the switching loss and switch stress, help to enhance the

4、 efficiency of converter. PFC technology can improve the input power factor of AC/DC converter, reduce the harmonic pollution to power network. System to MOS tube as power switching device, constitute the phase shifting full bridge ZVS PWM dc converter, using pulse width modulation PWM technology, P

5、WM control signal generated by the integrated controller UC3875, and from the output voltage feedback signal real-time sampling and to control the change of the output voltage, the control circuit and main circuit between isolation transformer, and design the soft start and protection circuit. Displ

6、ay, monitoring using AT89C52, TLC2543 and 1602 module implementation. Finally validate this design by simulation analysis of the system can be safe and reliable operation, has reached the design requirements.Keywords: HF Switeh Power SuPPly, Boost-Converter, Phase-shifted ZVS PWM converter, Simulati

7、on第1章 绪论1.1高频开关电源的发展现状在各种电力电子设备中，都需要有电源供给其所需的能量，所以供电电源质量的好坏直接影响到电力电子设备能否安全可靠的运行。电力电子设备常用的直流稳压电源分为线性电源和开关电源两大类。线性稳压电源是一种连续控制型电源，它具有稳定性好、输出电压精度高、输出纹波电压小等优点，但其隔离变换部分必须使用体积重量都很大的工频变压器，而且开关管的损耗比较大，使得线性电源效率降低，实用性不高;开关电源是通过开关管的开通和关断来工作的一种直流稳压电源，它具的效率高、体积小、重量轻、可靠性和稳定性都较好、对输入电压波动不敏感等优点而广泛应用在现代电力电子设备中。随着科学技术的

8、进一步发展，现阶段电子设备的精密化和集成化程度越来越高，这就对供电电源的要求越来越高，所以在需要直流供电电源的系统中，开关电源已逐渐取代线性电源而处于最重要的地位，并且取得了快速的发展，代表着今后供电电源的发展方向。从开关电源出现以来，其发展大致经历了以下几个阶段：最早出现的开关电源是由分立器件组成的，其开关速度慢、效率低，并且电路复杂、所含器件多、稳定性差、设计和调试都很不容易；20世纪70年代由于大集成电路的出现和不断发展，人们实现了开关电源控制电路的集成化，从而开关电源的体积减小，效率和稳定性得到了很大的提高；20世纪80年代研制成功了单片开关电源，它可以将开关电源的基本功能通过一个集成

9、IC来实现，这种电源属于一种高度集成化的交流一直流变换器；如今，随着各种类型开关电源集成电路的不断发展和控制芯片功能的不断完善，电源的集成化程度越来越高，其效率和稳定性也不断的得到提高。由于科学技术的不断进步，开关电源取得了快速的发展。其发展方向可以概括为以下6个方面1 ：1、频率越来越高理论分析和实践经验表明提高开关电源功率变换器件的开关速度可以明显地提高效率、减少磁性变压器材料的用量、减小电感和电容的体积重量。当把开关频率提高200倍时，开关电源的体积重量相对可减少2030%，其主要材料可以节约50%以上，还可节约超过25%的电能。但是开关电源高频率的实现，必须要有相应的高速半导体器件和性

10、能优良的高频电磁元件。20世纪90年代，伴随着新一代功率铁氧体磁性材料的研制成功，使得开关电源的工作频率上限达到了500KHz，由此促使人们去大力发展新型高速MOSFET、IGBT等器件，开发高频用的损耗少的磁性材料，改进磁性元件的结构及设计方法，提高滤波电容的介电常数和降低其等效串联电阻等，同时使许多采用传统电子管的高频设备固态化、模块化，对开关电源小型化也产生了巨大的影响和推动作用。2、集成度越来越高开关电源中使用了大量的元器件，因此其可靠性必然会降低，尤其是其中的电容器、光电祸合器和散热风扇等属于易损器件，其使用周期决定了开关电源的寿命，所以，在设计的开关电源时，应尽可能使用较少的器件，

11、提高集成度，采用大规模集成电路和模块化设计。这里所说的集成度的提高包括两方面：一是指功率器件的微观化，更加密集；二是指电源单元的集成化更高。常见的器件模块含有多个分立的单元模块，包括开关器件及其并联的续流二极管，都属于一个单元模块，称为标准功率模块。近年来，又出现了智能化功率模块和用户专用功率模块，使开关电源的几乎所有硬件都可以以芯片的形式集成到一个模块中，实现了更高程度的集成。3、模拟到数字的转化在功率电子技术中，控制部分最初是按模拟信号来设计和工作的，所以二十世纪八十年代以前，电力电子电路完全是通过模拟技术来搭建的。随着数字信号处理技术的出现和日趋发展，并且越来越完善和成熟，数字电路显得越

12、来越重要，显示出越来越多的优点：数字信号便于计算机进行处理、不会出现畸变失真、具有较高的抗干扰能力、便于使用软件包进行调试和测量，也便于植入容错、自诊断等技术。所以，自九十年代以来，在各类电路和系统的设计中，模拟技术虽然还发挥着作用，比如电磁兼容（EMC）问题和功率因数修正（PFC）等问题的解决、印刷电路版的布图等，但是对于智能化的开关电源，需要由计算机进行控制时，就必须使用数字化技术来实现。4、绿色节能电源系统的绿色节能化包括两个方面：其一是指节约电能；其二是指电源不能（或很少）对电网产生污染。为此，国际电工委员会（IEC）制定了相应的标准和规范。事实上，许多功率电子转换设备，都会对电网造成

13、一定的污染，造成电网电压质量的下降。20世纪末，功率因数校正技术的不断发展和有源滤波器和有源补偿器的研制成功，为开关电源的绿色化奠定了更加坚实的基础。5、使用计算机技术来设计和控制早期的开关电源的设计中，必须将所设计的电路做成面包板，使用测试仪器来实现初步的验证，这样会使整个设计过程耗时费力，成本增加，而且随着开关电源的集成化智能化程度的提高，使用传统的验证方法已经不再适用。随着计算机技术的发展，设计者在设计开关电源时可以使用计算机辅助软件对所设计的开关电源进行仿真研究，可以仿真出接近实际电路的结果，便于修改参数，从而可以有效的缩短研发时间和节约研发成本；在控制方面，使用计算机检测和控制，组成

14、多功能的监控系统，可以对开关电源实现实时检测、记录并自动报警和关断等。6、输出电压电流的范围越来越宽输出电压电流的范围宽包括两个方面：一是由于开关电源的高性能，使得它代替线性电源用在一些电压电流比较高的工业领域，这就要求开关电源具有较大的输出功率；二是由于半导体技术的发展，微处理器和各种微型、便携式电子设备的工作电压越来越低，这就要求电源系统能够提供低输出电压以适应微处理器和电子设备的供电要求。通过以上几个方面的不断发展，使开关电源技术的越来越成熟，从而实现了高品质和高效率用电的结合。但是开关电源结构复杂，稳定性不高，由于其工作在开关状态，对电路的干扰严重，电源噪声大，所以现阶段开关电源的电磁

15、干扰抑制和稳定性研究己成为新的研究课题并取得了较快的发展，促使大批电源工程师去做深入的研究和开发。同时，在计算机技术的发展下，电路的仿真研究己成为当今电力电子设备设计的必要手段，随着电路的集成化和智能化成都不断提高，其建模更加困难，所以在现阶段，优化电路设计，建立合适的模型也成为许多研究者研究的新课题。1.2高频开关电源的概念电是工业的动力，是人类生活的源泉。电源是产生电的装置，表示电源特性的参数有功率、电压、电流、频率等；在同一参数要求下，又有重量、体积、效率和可靠性等指标。我们用的电，一般都需要经过转换才能适合使用的需求，例如交流转换成直流，高电压变成低电压，大功率变换为小功率等。按照电子

16、理论2，所谓AC/DC就是交流转换为直流；AC/AC称为交流转换为交流，即为改变频率；DC/AC称为逆变；DC/DC为直流变交流后再变直流。为了达到转换的目的，电源变换的方法是多样的。自20世纪60年代，人们研发出了二极管、三极管半导体器件后，就用半导体器件进行转换。所以，凡是用半导体功率器件作开关，将一种电源形态转换成另一种形态的电路，叫做开关变换电路。在转换时，以自动控制稳定输出并有各种保护环节的电路，称为开关电源（Switching Power Supply）。开关电源在转换过程中，用高频变压器隔离称之为离线式开关变换器（Off-line Switching Cpnwerter），常用的

17、AC/DC变换器就是离线式变换器。第一部分是输入电路，它包含有低通滤波和一次整流环节。220V交流电直接经低通滤波和桥式整流后得到未稳压的直流电压Vi，此电压送到第二部分进行功率因数校正，其目的是提高功率因数，它的形式是保持输入电流与输入电压同相。功率因数校正的方法有无源功率因数校正和有源功率因数校正两种。所谓有源功率因数校正（Active Power Factor Correction，APFC），是指电源在校正过程中常采用三极管和集成电路。开关电源电路常采用有源功率因数校正。第三部分是功率转换，它是由电子开关和高频方波脉冲电压。第四部分是输出电路，用于将高频方波脉冲电压经整流滤波后变成直流

18、电压输出。第五部分是控制电路，输出电压经过分压、采样后于电路的基准电压进行比较、放大。第六部分是频率振荡发生器，它产生一种高频波段信号，该信号与控制信号叠加进行脉宽调制，达到脉冲宽度可调。有了高频振荡才有电源变换，所以说开关电源的实质是电源变换。高频电子开关是电能转换的主要手段和方法。在一个电子开关周期内，电子开关的接通时间与一个电子周期所占时间之比，叫接通占空比。断开时间所占时间的比例称为断开占空比。开关周期是开关频率的倒数。例如：一个开关电源的工作频率是50kHz，它的周期为20微秒。很明显，接通占空比越大，负载上的电压越高，表明电子开关接通时间越长，此时负载感应电压较高，工作频率也较高。

19、这对于开关电源的高频变压器实现小型化有帮助同时，能量传递的速度也快。但是，开关电源中断开关功率管、高频变压器、控制集成电路以及输入整流二极管的发热量高、损耗大。对于不同的变换器形式，所选用的占空比大小是不一样的。1.3课题简述1.3.1本课题的意义通信业的迅速发展极大地推动了通信电源的发展，开关电源在通信系统中处于核心地位，并已成为现代通信供电系统的主流。在通信领域中，通常将高频整流器称为一次电源，而将直流/直流（DC/DC）变换器称为二次电源。随着大规模集成电路的发展，要求电源模块实现小型化，因而需要不断提高开关频率和采用新的电路拓扑结构，这就对高频开关电源技术提出了更高的要求。通信高频开关

20、电源模块6的应用上面，有以下几个方面的要求：1、体积小，重量轻高频变压器取代了传统电源中的大而粗笨的工频变压器，使得电源越来越小型化、轻量化。2、工作频率高工作频率高，使输出滤波电路可以实现小型化。3、功率因数高高频开关电源模块利用有源功率因数校正电路，功率因数可达0.98以上，而传统电源波形畸变，对电网上的弱电设备有严重的干扰。4、效率高，节省能源高频开关电源模块的效率一般在8895%，传统电源一般在70%以下。 5、动态响应好高频开关电源模块的工作频率高，对负载和电网的动态响应远远优于传统电源。6、纹波小高频开关电源模块的输出纹波一般都比传统电源小。7、噪音低高频开关电源模块的工作频率在人

21、的听觉范围之外，可闻噪音要比传统电源低很多。8、扩容方便高频开关电源模块一般采用模块式结构，维护、扩容比较方便。9、便于采用公道而又灵活的配置在现代通讯系统中，采用高频开关电源模块模块时，一般采用供电方式。即在满足设计负荷所需的整流模块基础上，增加一个模块。平时个模块同时供电，电流均分。当其中一个模块出现障碍时，总负荷由其他模块均分，故这种供电方式具有很高的可靠性。本课题的研究方法在本系统中，先通过对高频开关电源的主电路拓扑结构的分析，并结系统的技术参数，确定系统的主电路拓扑，设计出主电路。然后通过用Saber Simulator、Protuse对系统的动态性能进行仿真分析，并结合系统的具体情

22、况，设计出滤波、整流、软启动和保护控制部分。本课题所要研究的就是一种用于电信系统的高频开关电源。本系统要到的技术指标如下：1、输入电压：220V10%2、电网频率：50Hz10%3、功率因素：0.994、输出标称电压：48VDC5、输出额定电流：10A6、稳压精度：0.5%7、稳流精度：0.5%8、纹波系数：0.1%9、均流不平衡度：3%10、输入过压保护：311V5V11、输出过压压保护：48V2V12、开关频率：80KHz13、输出电压纹波峰值：0.24V第2章 总体方案设计2.1设计内容1、输入电路设计；2、功率开关器件的选择；3、功率因数校正电路设计；4、直流变换器设计；5、PWM调制

23、器设计；6、副边滤波电感、电容的设计与选择；7、监控和显示电路设计；8、辅助及保护电路设计。总体设计流程图如下图2-1所示：图2-1 总体设计流程图2.2高频开关电源高频电源开关的基本原理高频开关电源是将交流输入（单相或三相）电压变成所需的直流电压的装置。基本的隔离式高频开关电源的原理框图如上图所示，高频开关电源主要由输入电网滤波器、输入整流滤波器、高频变换器、输出整流滤波器、控制电路、保护电路、辅助电源等几部分组成。其基本原理是：交流输入电压经电网滤波、整流滤波得到直流电压，通过高频变换器将直流电压变换成高频交流电压，再经高频变压器隔离变换，输出所需的高频交流电压，最后经过输出整流滤波电路，

24、将变换器输出的高频交流电压整流滤波得到需要的高质量、高品质的直流电压。以全桥式变换器高频开关电源为例，图2-2表示了交流输入到直流电压输出。图2-2 高频开关电源的波形变化图开关电源的电路组成开关电源的主要电路2是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过压保护电路、输出过压保护电路、过流保护电路、温度保护电路，辅助电源电路等。开关电源的基本电路组成方框图如下：图2-3 开关电源基本组成框图2.2.3电路单元介绍及设计内容本系统的基本结构如图2-3所示，主要由输入端整流滤波器、PFC单元、高频开关变换器、高频变压器、输出

25、整流滤波器、控制电路（包括控制器、保护电路、反馈电路）和辅助电源等几部分组成。各个部分的组成和作用如下：输入保护：由保险丝和压敏电阻组成，防止由于电源短路所产生的大电流以及输入的冲击电流对电路中器件的影响。输入整流滤波器：输入滤波器消除来自电网的各种干扰，如电机的起动、电气设备的开通与关断、雷电等产生的尖峰脉冲干扰，同时也可以防止开关电源本身所产生的高频噪声向电网扩散而污染电网，当电网瞬时断电时，滤波电容器储存的能量能使开关电源的输出维持一段时间；输入整流器将电网输入的交流电进行整流，为开关变换器提供波纹较小的直流电。整流与滤波：将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电，以供下一级变换。PFC单

26、元：减小无功损耗，提高电源的功率因数和工作效率。高频开关变换器（DC/AC）：它是开关电源的最主要的部分，可以把直流电变换成高频率的矩形方波交流电，再经过高频变压器变成所需要的隔离输出交流电。输出整流滤波器：将开关变换器输出的高频交流电整流滤波得到满足输出标准的直流电，同时还防止高频干扰信号对负载的影响。电路原理与输入整流滤波器相同。控制电路：控制电路由专用控制芯片、反馈电路和保护电路组成。反馈电路将输出端的采样信号以基准电路的比较值送到控制芯片，控制器就可以实时监测输出值的变化，通过调节输出的脉冲宽度，可以使输出保持稳定。当开关电源的各种工作条件和状态超过所设定的极限值时，保护电路就可以将保

27、护信号送到控制器，使开关电源停止或暂停工作以保护设备。保护电路：除了提供保护电路中正在运行中各种参数外，还提供各种显示仪表资料。辅助电源：为控制电路和保护电路中的器件和比较器提供满足一定技术要求的直流电压，以保证它们工作稳定可靠。辅助电源可以设计成独立型，也可以由开关电源本身产生。第3章 输入电路设计3.1EMI电源滤波器开关电源的特点是频率高、效率高、功率密度高和可靠性高。然而由于其开关器件工作在高频通断状态，使得电磁干扰（EMI）非常严重。防电磁干扰主要有三项措施，即屏蔽、滤波和接地。往往单纯采用屏蔽不能提供完整的电磁干扰防护，唯一的措施就是加滤波器，切断电磁干扰沿信号线或电源线传播的路径

28、，与屏蔽共同构成完美的电磁干扰防护。 EMI电源滤波器9是低通滤波器，它无衰减地把高频直流或低频电源功率传送到设备上去，而对经电源传入的EMI 噪声进行衰减，保护设备不受干扰；同时又能抑制设备本身产生的EMI 传导干扰，防止它进入电源，污染电磁环境，危害其他设备。EMI 电源滤波器作为抑制电源线传导干扰的重要器件，在设备或系统的电磁兼容设计中具有极其重要的作用。它不仅可抑制线上传导干扰，同时对线上辐射发射的抑制具有显著效果。EMI 电源滤波器分别针对差模传导干扰和共模传导干扰两种类型4的传导干扰进行设计。图3-1所示的网络结构即为一种典型的电源滤波器电路，对应的共模、差模滤波等效电路分别如图3

29、-2，图3-3所示。图3-1 电源滤波器电路图 图3-2 共模滤波等效电路图 图3-3 差模滤波等效电路图图3-2中L称共模扼流圈，是在一个闭合磁环上对称绕制方向相反、匝数相同的线圈。理想的共模扼流圈对L（或N）与E之间的共模干扰具有抑制作用，而对L 和N之间存在的差模干扰无电感抑制作用。但实际线圈绕制的不完全对称会导致差模漏电感的产生，图3-3中的Le即为非理想共模扼流圈的漏电感。共模扼流圈磁材采用铁氧体材料，L=（730）mH。与一般滤波器不同，图3-1中的电容器使用两种不同的下标表示，即Cx 与Cy。其中Cx接L与N之间，称为差模电容，滤除串模干扰，采用薄膜电容器，容量范围大致是0.01

30、F0.47F；Cy接于L（或N）与E之间，称为共模电容或接地电容， 能有效地抑制共模干扰。Cy亦可并联在输入端，仍选用陶瓷电容，容量范围是2200pF0.1F。这两类电容器的性能直接与滤波器的耐压及安全性能相关，其耐压值均为630VDC或250VAC。3.2整流滤波单元3.2.1电路原理图输入整流电路采用目前应用最普及的单相桥式不可控整流电路如图3-4所示。图3-4 单相桥式整流滤波电路图单相桥式整流3电路具有输出电压高，变压器利用率高，脉动小等优点。其主要缺点是所需二极管的数量多，由于实际上二极管的正向电阻不为零，必然使得整流电路内阻较大，当然损耗也就较大。对于滤波部分，滤波效果取决于放电时

31、间，电容越大，负载电阻越大，滤波后输出电压越平滑，并且其平均值越大。 3.2.2元件参数计算1、整流二极管参数计算 单相工频交流电为220V，允许有10%的电网波动，所以输入电压为198V242V，其峰值为280V342V。整流桥二极管承受的最高反向工作电压，取50%的余量，则。因电源的输入功率随效率变化，故应取电源效率最差时的值。在此按开关电源的效率最差时取值，取，而输出功率480W，最大输入电流有效值为： （3-1）考虑余量，取5A，所以二极管的规格为600V/5A，型号为1N5406即可满足要求。2、滤波电容参数计算开关电源桥式整流后的滤波电解电容，用简单的取值方法，就是大约一瓦一微法。

32、也就是说你现在480瓦的开关电源，需要480微法的电解电容，可以选用一个500微法的电解电容，这样又可以降低滤波电容的ESR。电容的耐压值为： （3-2）取50%的余量，则。所以实际可取容量为500uF，耐压值为600V的电解电容作为滤波电容。3.3输入电路原理图输入电路原理图如下图3-5所示。图3-5 输入电路原理第4章 功率因素校正(PFC)4.1功率因数校正概述传统的AC/DC电能变换器和开关电源，其输入电路普遍采用了全桥二极管整流，输出端接到大容量电容器滤波器。虽然整流器电路简单可靠，但它们会在电网中吸取高峰值电流，使输入端的交流电流波形发生畸变，产生谐波，导致功率因数比较低。解决谐波

33、问题的主要思路有两种，一种是被动的方式，即在电网侧对己经产生的谐波进行补偿。另一种是主动的方式，即对产生谐波的电力电子装置的拓扑结构和控制策略进行改进，使其产生较少甚至不产生谐波，使得输入电流和输入电压同相，达到提高功率因数的目的。功率因数校正技术16是在整流电路和主开关电路中插人功率因数校正电路，使其按一定的斩控频率通断，以维持网侧电流的连续性，并按正弦规律变化。如图4-1所示，功率因数校正技术的关键就是强制电流按照电压的正弦规律变化而变化，从而达到提高功率因数目的。图中Vin是电源电压，I1是电源电流。图4-1 应用功率因数校正的电压电流波形图功率因数校正大体上可以分为无源补偿和有源补偿两

34、种方式51、无源PFC：对于早期的无源PFC，电网输入端先串联笨重的大电感器、大电容。而之后产生的改进的无源PFC，在全波整流器之后再串接C-L-C滤波网络，它可用于镇流器和中小功率电源中。新型的无源PFC是在全波整流器之后串接多个二极管与电容器组合的D-C网络。这种功率因数校正方式又被称为“填谷式”PFC电路，它主要是在二极管整流桥前面串接一个电感和电容组成的滤波器，可以使得整流桥中二极管的导通角增大，从而使得电流波形得到明显改善。这种无源的功率因数校正电路结构简单可靠。2、有源PFC：低频有源PFC主要指大功能晶闸管电路。高频有源PFC是基于Boost变换器的PFC电路。另外还有其他PFC

35、新技术如软开关PFC、三电平PFC、磁放大器PFC技术等。高频有源功率因数校正技术是抑制电网交流输入谐波电流污染最佳的方法。它通过相应的一个或者两个反馈控制电路，使输入电流平均值能自动跟随全波整流电压基准，并维持支流输出电压稳定。PFC电路使变换器的输入电流与输入电压波形均为正弦波形，并把两者校正为相同相位，它的作用可以看成把变换器电路当作一个纯电阻器，故也称为“电阻仿真器”。图4-2 有源功率因数校正原理框图图4-2为这种电路的原理框图，其中，整流器为单相桥式不可控整流器，主电路采用DC/DC变换电路，控制电路内部包含有一个电压误差放大器、一个电流误差放大器、一个模拟乘法器和一个固定频率的P

36、WM控制器。可以看出，调节器采用了电压、电流双闭环控制方式，电流反馈网络的取样信号是升压变换器的电感电流，电压反馈网络的取样信号是调节器的输出电压。现对这种电路的工作原理加以分析：单相220V、50Hz交流电经过桥式整流后得到80KHz的单相双半波正弦电压信号，此电压波形作为PFC控制器的输入电流的参考波形，输入到乘法器，为了保证输出电压恒定，将输出电压通过电压反馈网络也引入乘法器，经过乘法器运算后，作为电流波形的参考值，并与实际取样的电流进行比较后，通过PWM控制器产生PWM驱动信号，控制升压变换器的输出电流和电压。由于采用了闭环控制，将升压变换器的实际电流通过反馈网络引入电流误差放大器，保

37、证了升压变换器的电流能够准确跟踪经过乘法器运算所规定的电流值。假定PFC的整个控制环节都是理想的，则输入电流波形就能够完全跟踪电压波形的变化，这样从电源输入端来看，电路的负载为纯粹的线性电阻，电路的功率因数等于1，实现了功率因数校正的功能。4.2软开关技术4.2.1软开关技术原理目前，开关电源普遍采用脉宽调制技术，在这种变换方式中开关器件是在高电压、大电流的条件下导通和关断的。开关管并不是理想器件，在开通的过程中开关管的电压不会马上下降到零，而是有一定的下降时间，同时它的电流也不会立即上升到负载电流，而是有一定的上升时间。在这段时间里，电流和电压有一个交叠区，这样就产生了损耗，我们称之为“开通

38、损耗”19（Turn-on loss）。同样，在开关管的关断过程中，开关管的电压不是立即上升到电源电压，而是有一段上升时间。同时它的电流也不是立即下降到零，也有一段下降时间。在这段时间里，电流和电压也有一个交叠区并产生了损我们称之为“关断损耗”（Turn-off loss）。因此，在开关管在开关状态下工作时，会产生开通损耗和关断损耗，统称为“开关损耗”（Switching loss）。图4-3所示为一个MOSFET的开关过程。图4-3 MOSFET开关过程波形图软开关技术通常是指零电压开关（ZVS）和零电流开关（ZCS）14。最理想的软开通过程是电压先下降到零后，电流再缓慢上升到通态值，所以开

39、通损耗近似为零。因器件开通前电压己下降到零，器件结电容上的电压亦为零，故解决了容性开通问题。最理想的软关断过程是电流先下降到零，电压再缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零。由于器件关断前电流已下降到零，即线路电感中电流亦为零，所以感性关断问题得以解决。图4-4所示为功率开关管在软开关和硬开关下的波形。图4-4 软开关理想波形和硬开关波形软开关包括软开通和软关断。软开通有零电流开通和零电压开通两种。软关断有零电流关断和零电压关断两种，可按照驱动信号的时序来判断。零电流关断：关断命令在t2时刻或其后给出，开关器件端电压从通态值上升到断态值，开关器件进入截止状态。零电流开通：开通命令在t1时刻给出

40、，开关器件端电压从断态值下降到通态值以后，电流才从断态值上升到通态值，开关器件进入导通状态。在t2以前开关器件电流必须维持在断态值（约等于零）。零电压关断：关断命令在t1时刻给出，开关器件电流从通态值下降到断态值后，端电压才从通态值上升到断态值，开关器件进入截止状态。在t2以前，开关器件的端电压必须维持在通态值（约等于零）。零电压开通：开通命令在t2时刻或其后给出，开关器件电流从断态值上升到通态值，开关器件进入导通状态。在t2以前，开关器件端电压必须下降到通态值（约等于零），并且在电流上升到通态值以前维持在零。4.2.2软开关技术的基本实现方法图4-5为零电压开关17的基本实现方法，开关管零电

41、压关断的实现是通过与开关管并联的电容来实现的，由于并联电容的存在，减小了开关管的漏源电压的上升率，在开关管中的电流衰减到零时，Vd依然保持较小值，因此实现零电压关断。开关管零电压开通是通过与其串联的电感实现的。在开关管开通前，电感中的电流为负，开关管的漏源电容放电，只要电感中有足够的能量，在开关管开通前使Vd降为零，就创造了开关管零电压开通的条件。与开关管并联的二极管在开关管漏源电压降到零后，提供电感电流通路，开关管可在这个时间段开通，电感电流在外部电压的作用下变为正向后，从开关管中流通，从而完成了零电压开通的过程。从图中可知零电压开关时，寄生电容中的能量是反馈到电源中去，没有消耗在开关管中。

42、与零电流开关比零电压开关可以获得较高的效率，从而提高开关频率。图4-5 零电压开关基本原理4.3单相软开关有源校正主电路的选择非隔离型单相硬开关有源功率因数校正电路主要有升压型（Boost）、降压型（Buck）、升降压型（Buck-Boost）3等。1、Boost 型PFC主电路16主要优点：输入电流完全连续，并且在整个输入电压的正弦周期都可以调制，因此可获得很高的功率因数；电感电流即为输入电流，容易调节；开关管门极驱动信号地与输出共地，驱动简单；输入电流连续，开关管的电流峰值较小，对输入电压变化适应性强，适用于网压变化特别大的场合。主要缺点：输出电压必须大于输入电压的最大值，所以输出电压比较

43、高；不能利用开关管实现输出短路保护。图4-6 Boost 型PFC主电路原理图2、Buck型主电路原理图16主要优点：开关管所受的最大电压为输入电压的最大值，因此开关管的电压应力比较小；后级短路时，可以利用开关管实现输出短路保护。主要缺点：由于输入电压大于输出电压，该电路才能工作，所以在每个输入正弦周期中，该电路有一段因输入电压低而不能正常工作，输出电压较低，相同功率等级时，后级DC/DC变换器电流应力较大，开关管门极驱动信号地与输出地不同，驱动比较复杂，输入电流断续，因此功率因数不可能提高很多。图4-7 Buck型主电路原理图3、Buck-Boost 型主电路16主要优点：即可对输入电压升压

44、，又可以降压，因此在整个输入正弦周期都可以连续工作；该电路输出电压选择范围较大，可根据后级的不同的要求设计；利用开关管可以实现输出短路保护。主要缺点：开关管所受的电压为输入电压与输出电压之和，因此开关管的电压应力较大；由于每个开关周中，只有在开关管导通时才有输入电流，因此峰值电流较大；开关管门极驱动信号地与输出地不同，驱动比较复杂；输出电压极性与输入电压极性相反，后级逆变电路较难设计。图4-8 Buck-Boost 型主电路原理图综合以上考虑，本设计采用Boost 升压型变换器，其中MOSS管用HFS9N50型号的，额定电压是500V。4.5 Boost变换器参数计算（1）升压电感L电感器在线

45、路中起着能量的传递，储存和滤波等作用，并决定了输入端的高频纹波电路总量，因此按照限制电流脉动最小的原则来确定电感值。考虑最差的情况：输出功率最大，输入电压最低。此时，输入电流最大，纹波也最大，为了保证在这种情况下输入电流的纹波仍满足要求，电感的设计应该在输入电压最低点进行计算。可以设定该电路的参数如下：输入电压Vin=198242V，输出功率Po=480W，输出电压Vo=400V效率90%，开关频率。1、确定输入电流的最大峰值：当输入电压最小时，输入电流最大： （4-1）2、设定允许的电感电流最大纹波，通常选择在最大峰值线路电流的20%左右，所以： （4-2）3、确定电感电流出现最大峰值的占空

46、比，当输入电压达到峰值时，输入电流也应该达到峰值，此时电流纹波最大，因此，应在最小输入电压的峰值点处计算占空比，有： （4-3）4、计算升压电感值： （4-4）（2）输出电容C选择输出电容时要考虑到的因素有：开关频率纹波电流、二次谐波纹波电流、直流输出电压、输出电压纹波、维持时间、流过输出电容器的总电流是开关频率纹波电流的有效值和线路电流二次谐波；通常选择长寿命、低漏阻、能耐较大纹波电流，且工作范围较宽的铝电解电容，并且耐压的选择应留有充分的余量，以避免超负荷工作。电容电压在此期间允许的跌落为50V。对输出电容的计算按维持时间计算： （4-5）取36ms。 （4-6）实际应用时取2个470F/

47、450V的电解电容并联，可降低电容的等效电阻（ESR）和等效电感（ESL）。（3）电流取样电阻通常有两种电流传感检测方法，即在变换器接地线反引端串联一个取样电阻来检测输入电流或用两个电流互感器。采用取样电阻检测输入电流要比电流互感器成本低，它主要使用于功率和输入电流较小的场合。故本设计选择取样电阻来检测输入电流的方法。电流取样电阻Rs上的压降Vs作为输入电流取样信号，通过电流环的调节作用，使输入电流呈正弦波形。电流取样电阻Rs上的电压的典型值1V。1、求出： （4-7）2、计算电流取样电阻值 （4-8）取0.30。3、计算峰值检测电压的实际值 （4-9）（4）功率开关管和二极管当功率开关管19

48、导通时，二极管反向截止，流经开关管的电流为电感电流，二极管上的反向电压为输出电压；当功率开关管判断时，二极管正向导通，开关管上的电压为输出电压，流经二极管的电流为电感电流。因此在选择开关管和二极管时，其额定电压必须大于输出电压，额定电流大于电感电流的最大值。电压考虑1.2倍的安全裕量，电流考虑1.5倍的安全裕量，则如式（4-10）、（4-11）所示。 （4-10） （4-11）功率开关管选取Intersil公司的IRFP460为功率MOSFET，其额定电压为500V，额定电流为20A；续流二极管选用IXYS公司的快恢复二极管DESl30-06，其额定电压为600V，额定电流为30A，反向恢复时

49、间为35ns。4.6 Boost变换器驱动电路设计Boost升压型变换器的驱动芯片用UC3854，UC3854是一种高功率因数校正集成控制电路芯片，其主要特点是：PWM升压电路，使功率因数达到0.99，THD5，适用于任何的开关器件；采用通用的工作模式，无需开关；采用平均电流控制模式，噪声灵敏度低、启动电流低；具有高精度基准电压和精确的参考电压。采用UC3854组成的功率因数校正电路当输入电压在85260V之间变化时，输出电压保持稳定，因此也可作为AC/DC稳压电源。UC3854采用推拉式输出级，输出电流可达1A以上，因此输出的固定频率PWM脉冲可驱动大功率MOSFET。UC3854的外围电路

50、图20如图4-9所示。图4-9 UC3854外围接线图（1）峰值电流限流电阻和（分别是图4-9中的R10和R6）UC3854具有峰值电流限制的功能11,18，当输入电流瞬时值超过最大电流限时，使开关管关断。这个功能由和组成的分压网络和峰值限制比较器来完成。两电阻的选取一般要考虑到峰值电流的过载量，如设过载量为0.6A，则：1、峰值电流过载值： （4-12）2、检测电压过载值： （4-13）3、通常选为定值，典型值为，又由于基准电压Vref=7.5V，则可由分压网络得： （4-14）取。（2）前馈分压电路分压电路结构如图4-10所示，由、和（分别是图4-9中的R2、R4、R9、C13和C15）组

51、成一个二阶RC低通滤波器。图4-10 分压电路结构图1、前馈分压电阻的确定全波整流电压的有效值等于输入正弦电压的有效值，其平均值正比于有效值，有如下关系： （4-15）故前馈电压的平均值为： （4-16）前馈电压分压网络在最低输入交流时应确保管脚8处的电压不低于1.414V，电容端的电压不低于7.5V，故有如下联立议程： （4-17） （4-18）常选，可得，。2、计算滤波电容值为计算出滤波电容，限定前馈电路对总谐波畸变的贡献1.5%，全波整流电路中二次谐波含量大约为66.2%。因此输入谐波失真预算百分比(滤波衰减值)为： （4-19）由此可得滤波电容参数： （4-20） （4-21）其中为输

52、入二次谐波。 （4-22）（3）乘法器设计乘法器是PFC电路的核心18，其输出电流是电流环的基准信号，用来校正输入电流，提高功率因数。乘法器的工作可由下式描述： （4-23）其中，是乘法器的输出电流；为1；是基准电压取样信号（乘法器的输入电流），最大为600uA；是前馈电压，是电压误差放大器的输出信号。1、选择（图4-9中的R3）乘法器的基准信号由整流电压经电阻转化而来，所以的选取的选取按最大输入线电压的峰值除以乘法器的最大输入电流来计算。最大输入电压的峰值： （4-24）乘法器的最大输入电流，故 （4-25） 2、选择（图4-9中的R13）这是一个偏置电阻，作为和的分压器处理。一般为0.25

53、，故 （4-26）3、选择（图4-9中的R18）因为需要考虑不能大于流过电阻两倍的电流，故先求最低交流电压状态下乘法器的输入电流。 （4-27）则有： （4-28）4、 选择（图4-9中的R5）上的电压必须等于低电网线路输入电压峰值电流限制时Rs上的电压： （4-29）（4）振荡器的设计振荡器的充电电流值由值决定，而PWM振荡器频率即由定时电容与充电电流设置，可表示为： （4-30）式（4-30）中，（图4-9中的C29）为定时器电容，为开关频率，是定时电阻。所以振荡器的定时电容为： （4-31）（5）电流误差放大器补偿网络的设计1、开关频率点的电流误差放大器增益计算因电感电流下斜在检测电阻上

54、的电压，然后除以开关频率，用代替电流互感器(/N)，方程式为： （4-32）该电压必须等于的峰峰值，即定时电容上的电压(5.2V)。则误差放大器的增益为： （4-33）2、反馈电阻器，设=（图4-9中的R7） （4-34）3、电流环穿越频率： （4-35）代入数值得。4、零点补偿电容（图4-9中的C22）考虑到电流环路的截止频率设在10.2KHz，相位容限等于45度，零点频率等于截止频率，即在环路的截至频率设零点，则零点补偿电容 （4-36）5、极点补偿电容（图4-9中的C21）极点频率至少高于功率开关切换频率的一半，即极点必须在以上，则极点补偿电容为： （4-37）（6）电压误差放大器补偿网

55、络的设计1、输出纹波电压主电路的输出纹波电压由下式给定，式中是二次谐波纹波的频率： （4-38）2、放大器的输出纹波电压和增益为了使减小到电压误差放大器输出所允许的纹波电压，应按如下关系设置电压误差放大器在二次谐波频率点上的增益值： （4-39）按规定取交流输入电流的三次谐波为3%，管脚7处占1.5%，且该端口的电位对于UC3854而言，=4，即： （4-40）3、反馈网络的数值已知，可求出电压误差放大器反馈回路中的元件（图4-9中的R14）值。 （4-41）式（4-41）中，为工频的二次谐波频率，一般取。4、求（图4-9中的C23） （4-42）可求得。第5章 直流变换器设计5.1开关器件的

56、选择本课题采用MOSFET19作为主功率开关器件构成全桥电路，输入电压是400V，考虑电压裕量可以选用额定电压为800V的开关管，可以用型号为HFH11N90的，其额定电压为900V。输出滤波电感有约20%的电流波动，所以最大电流为12A，所以变压器原边电流最大值为1.7A，考虑两倍的裕量可选取额定电流大于1.5A的管子。变压器二次侧整流二极管需选用快速恢复二极管，反向截止电压的最小值为： （5-1）考虑到整流二极管在开通和关断时都有尖峰电压的存在，所以取2倍的裕量，其耐压值为：114.32=228.6V。由于两个二极管分流，所以每个整流二极管的最大平均电流为： （5-2）整流二极管中流过的最

57、大电流为： （5-3）二极管允许的峰值电流应大于12.5A，平均电流应大于5A，并留有一定裕量。根据参数选取快速恢复二极管FR104，其参数是：400V/35A。5.2主电路拓扑结构设计考虑到所有的变压器原边电路拓扑可能的结构及其应用范围，根据设计参数要求，DC/DC变换器的输出功率为480W，按照功率范围可以选择正激、全桥、半桥以及推挽电路。正激电路变压器单向励磁，变压器利用率低，一般很少采用。所以全桥、半桥和推挽电路是经常使用的电路，对于本DC/DC变换器而言，输入电压是由PFC电路产生的较为稳定的400V直流电压，在这一范围内推挽电路没有特别的优势，而且还存在偏磁问题，所以也不予采用。这

58、样就只剩下全桥和半桥电路。原则上变压器原边的拓扑结构既可以选择半桥、也可以选择全桥电路，然而对于全桥电路而言实现软开关较为方便。因此，本系统变压器原边采用了全桥电路拓扑，电路图如图5-1所示。变压器副边的整流电路一般采用不可控整流电路。具体形式有半波整流、全波整流和全桥整流电路。半波整流电路存在直流偏磁问题，而且输出脉动大，一般在大功率电源中不予采用。在大功率电源中一般采用全波整流或是全桥整流。但二者应用领域不同。全波整流电路适用于低压大电流输出的情况。在本模块中，由于输出电压不高，采用全波整流电路即可。考虑到输出纹波等参数的要求，在输出整流单元后要加输出滤波单元。在输出纹波要求不高的情况下可采用一级滤波电路，具体的滤波电路设计在后面介绍。图5-1 功率变换器及整流单元开关电源采用常规的PWM方式8（硬开关PWM调制方式）工作时，在开关转换期间，功率器件上会同时承受高电压和大电流，造成转换时功率损耗较大有时功率器件发热严重，影响可靠性，而且随着工作频率的提高，这种现象更为严重。为了减少开关损耗，提高工作频率并增加可靠性，