Doherty技术在基站放大器改善效率中的应用

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1、内部资料，注意保密Doherty技术在基站放大器改善效率中的应用V1.0认证测试工程师培训教材林惠帆译目 录Table of Contents术语4摘要8第一章 介绍81、前言82、科研目的83、文章架构9第二章 射频功率放大器101、功放管类型的选择10a)A类10b)B类11c)AB类12d)C类13e)其他高效率类型132、放大器的特性13a)线性度13b)线性的测量13c)1dB压缩点14d)互调失真14e)三阶截止点15f)效率16g)噪声163、LDMOS功放管164、结论17第三章 Doherty功率放大器181、介绍182、Doherty功放的历史193、采用真空管的典型DPA

2、194、现代的Doherty功放205、负载牵引技术216、四分之一波长传输线227、特性阻抗的计算238、工作原理25a)第一阶段26b)第二阶段27c)第三阶段289、Doherty结构的性能2810、优缺点2911、结论30第四章 设计与实现311、前言312、WCDMA指标313、设计结构314、类型的选择325、设计过程33a)设计功放管的通路33b)直流分析33c)优化负载阻抗的方法34d)输入和输出匹配35e)偏压36f)设计输出合路器366、设计的实现387、结论38第五章 仿真和优化391、前言392、Doherty功放39a)单音信号的仿真结果39b)双音信号的仿真结果42

3、3、Doherty （B类C类）444、Doherty结构的比较465、负载调制的重要性476、DPA中主管偏压的影响497、DPA副管偏压的影响508、结论52第六章 总结和结论531、总结532、结论533、未来的趋势53术语3G Third Generation Cellular Systems ACI Adjacent Channel Interference ACPR Adjacent Channel Power Ratio BPSK Binary Phase Shift Keying CDMA Code Division Multiple Access DPA Doherty Po

4、wer Amplifier EER Envelope Elimination and Restoration QAM Quadrature Amplitude Modulation EVM Error Vector Magnitude GMSK Gaussian Minimum Shift Keying GSM Global System for Mobile CommunicationsIIP3 Third Order Intercept Point LDMOS Laterally Diffused Metal Oxide SemiconductorLINC Linear Amplifica

5、tion Using Non-linear CoOIP3 Output Intercept Point PAE Power Added Efficiency QPSK Quadrature Phase Shift Keying WCDMA Wideband Code Division Multiple AccessCds-漏-源电容Cdu-漏-衬底电容Cgd-栅-源电容Cgs-漏-源电容Ciss-栅短路共源输入电容Coss-栅短路共源输出电容Crss-栅短路共源反向传输电容D-占空比（占空系数，外电路参数）di/dt-电流上升率（外电路参数）dv/dt-电压上升率（外电路参数）ID-漏极电流（

6、直流）IDM-漏极脉冲电流ID(on)-通态漏极电流IDQ-静态漏极电流（射频功率管）IDS-漏源电流IDSM-最大漏源电流IDSS-栅-源短路时，漏极电流IDS(sat)-沟道饱和电流（漏源饱和电流）IG-栅极电流（直流）IGF-正向栅电流IGR-反向栅电流IGDO-源极开路时，截止栅电流IGSO-漏极开路时，截止栅电流IGM-栅极脉冲电流IGP-栅极峰值电流IF-二极管正向电流IGSS-漏极短路时截止栅电流IDSS1-对管第一管漏源饱和电流IDSS2-对管第二管漏源饱和电流Iu-衬底电流Ipr-电流脉冲峰值（外电路参数）gfs-正向跨导Gp-功率增益Gps-共源极中和高频功率增益GpG-共

7、栅极中和高频功率增益GPD-共漏极中和高频功率增益ggd-栅漏电导gds-漏源电导K-失调电压温度系数Ku-传输系数L-负载电感（外电路参数） LD-漏极电感Ls-源极电感rDS-漏源电阻rDS(on)-漏源通态电阻rDS(of)-漏源断态电阻rGD-栅漏电阻rGS-栅源电阻Rg-栅极外接电阻（外电路参数）RL-负载电阻（外电路参数）R(th)jc-结壳热阻R(th)ja-结环热阻PD-漏极耗散功率PDM-漏极最大允许耗散功率PIN-输入功率POUT-输出功率PPK-脉冲功率峰值（外电路参数）to(on)-开通延迟时间td(off)-关断延迟时间ti-上升时间ton-开通时间toff-关断时间

8、tf-下降时间trr-反向恢复时间Tj-结温Tjm-最大允许结温Ta-环境温度Tc-管壳温度Tstg-贮成温度VDS-漏源电压（直流）VGS-栅源电压（直流）VGSF-正向栅源电压（直流）VGSR-反向栅源电压（直流）VDD-漏极（直流）电源电压（外电路参数）VGG-栅极（直流）电源电压（外电路参数）Vss-源极（直流）电源电压（外电路参数）VGS(th)-开启电压或阀电压V（BR）DSS-漏源击穿电压V（BR）GSS-漏源短路时栅源击穿电压VDS(on)-漏源通态电压VDS(sat)-漏源饱和电压VGD-栅漏电压（直流）Vsu-源衬底电压（直流）VDu-漏衬底电压（直流）VGu-栅衬底电压（

9、直流）Zo-驱动源内阻-漏极效率（射频功率管）Vn-噪声电压aID-漏极电流温度系数ards-漏源电阻温度系数摘要在无线通讯系统中放大器属于典型的高功耗子系统。在当今频谱资源有限的时代，日新月异的技术要求以最小的频谱量来完成最大量的数据通信，而这需要先进的调制技术来覆盖更广的范围和更高的动态线性。虽然已实现了线性功放，但往往其成本比较高，在现代无线通讯应用中，例如WCDMA使用的带高峰均比的非衡定量包络调制技术。线性已成为一个关键指标，在这方面的应用上放大器得工作在饱和状态的功率回退区域。所以，为了克服供电电源寿命的限制，设计一种能够在宽频输入电平内保持高效率的功放已成为首选的解决方案。本文探

10、讨了一种改善线性功放宽带输出中的漏级效率技术如A类或AB类。Doherty技术采用了2个并联的放大管，这种组合方法提高了主功放在最大输出功率回退6dB后的额外效率。功放管类型的选择（A类、AB类、B类或C类等）及设计技术在本文做了介绍。在第4章中提出了2.14GHz Doherty功放的设计。这项技术在压缩点回退6dB后将额外效率提升了15%，这类功放可应用于WCDMA的发射站中。第一章 介绍1、 前言在当今如IS-95，CDMA-2000大多数应用中，功放的高效率和线性度已成为最重要的指标，但这两项指标在功放设计中互相冲突，在当今日新月异的设计技术中如何在宽频范围内保持高效率成为设计功放中最

11、具挑战性的任务。在当今频谱资源有限的时代，要求以最小的频谱使用量来完成最大量的数据通信，这需要先进的调制技术来覆盖更广的范围和更高的动态线性。虽已实现了线性功放，但往往其成本比较高。 在现代无线通讯标准中为了达到高数据传输率和频谱效率，通常会应用到非恒定量包络调制技术如QPSK。为了满足在发射动态范围中的线性度，运用于此系统的功放须工作于饱和回退区域，这会降低功放的效率同时减短了供电电源的寿命。目前解决此问题的方法主要运用复杂的先进线性技术来设计非线性高效率功放。2、 科研目的在这项科研中，采用Doherty技术高效率功放未满足3G WCDMA在线性方面的严格要求。此项科研目的如下：1、 详细

12、分析采用一致状态器件与采用真空管进行典型设计的不同Doherty功放；2、 采用Motorola HV_FET晶体管来设计两级Doherty功放的详细方法；3、 设计和仿真如何实现两类不同的采用HV4处理技术LDMOS管，运用于WCDMA和频率为2.14GHz带宽为5MHz的Doherty功放；4、 分析Doherty功放中主管和副管对效率和线性的影响；5、 有关提高Doherty功放线性的技术文献的分析3、 文章架构此报告有两项重要目的：第一，向读者介绍两级Doherty功放的原理，第二，与典型的功率设计做比较并探讨其性能。报告内容的安排如下：第二章讨论了在功放设计中常用的方法论和设计中会涉

13、及到的常见设计参数的简单解释。同时提到了LDMOS管的一些重要特性。第三章主要描述了Doherty技术的原理和采用真空管设计Doherty功放的历史，并带有有关一个理想Doherty功放工作的讨论。第四章详细描述了如何使用LDMOS FETs来设计两级Doherty功放。第五章讨论了采用两种不同的Doherty设计实现的仿真结果。对比分析了采用典型设计方法的性能。最后得出此项科研的结论。第二章 射频功率放大器1、 功放管类型的选择使用于收发电路中的LDMOS功放管，其角度变化为非线性变化，而该特性取决于管子的类型。在输入信号不变的情况下，输出电流的会随LDMOS的门限偏压做谐振变化。在一些应用

14、当中，对于部分特定的输入信号而言这也许是需要的，而这特定的输入信号对管子的类型起了决定作用。在这章中将讨论Doherty功放中常用到的四种类型，图2.1为不同类型放大管的传输性能和特性。图2.1不同类型放大管的工作特性a) A类A类放大管的偏压在输入处于关断和饱和之间的区域变化，集电极的电流在输出信号的整个环路(360)变化。图2.2 A类功放的传输特性如图2.1所示靠近晶体管中频点的偏移区被称为工作区。A类放大管与其他类型的管子相比可提供最大线性度。b) B类B类放大管的集电极（漏级）电流只在射频信号的半波内变化，直流工作点的门限电流设为零并不外加射频信号，这可通过管子的截止电压偏置来完成，

15、任何流经管子的电流直接进入负载。更确切地说，B类放大器的工作角度保持在180或输出信号半周。B类功放管经常应用于使用2个并联晶体管的推挽放大电路中，每个晶体管放大一半射频信号。图2.3 B类放大管的传输特性（Grig00）由此看来，与同等的A类放大管相比B类的效率几乎是它的2倍。虽然它的结构大大改进了效率，但是它只能应用于对线性要求不是很高的放大器。通常，电流的波形出现比较严重的失真同时需要一个高电路来恢复正弦波。c) AB类AB类功放的工作点设在靠近截止区域，集电级在射频信号的180360之间导通。AB类功放的线性度接近于A类，效率接近于B类。这在权衡线性度和效率要求之后可对选择AB类功放的

16、工作点。AB类放大器也常被使用在推挽放大电路中用来克服B类的交叉失真。图2.4AB类放大器的传输特性d) C类C类放大器的漏级导通于少于半周的输入信号。C类直流工作点设在低于截止区域，使部分输入信号克服源门限交叉点的反向偏量。与前面所提到的类型相比，虽然C类线性最差但是其效率为最高。e) 其他高效率类型其余具备高效率特性类型的还有C，D，E和F。这些类型适合于应用恒量包络调制技术和线性要求不是很苛刻的应用中。在提高功放效率方面，Doherty技术涉及到的类型有A类和AB类。2、 放大器的特性a) 线性度射频放大器本身属非线性，在收发链路中为失真产物的主要来源，它的非线性产物会影响到频谱的利用，

17、它的非线性来源于在高输入电平、管子工作于饱和状态时，放大器会出现压缩现象。b) 线性的测量放大器的非线性可归结于增益压缩和谐波失真导致信号放大时产生交调产物，它取决于各种特定的调制和应用技术，用于衡量线性度的指标有：dB压缩点三阶互调失真三阶截止点（IIP3）邻道功率比（ACPR）矢量幅度误差（EVM）c) 1dB压缩点功率的非线性表现在信号输入接近饱和点、输出达到饱和状态时，放大器的增益会下降或被压缩。输出dB压缩点（Pout,1dB）可理解为从它线性的区域开始，增益被压缩1dB时的输出电平，图1.5为典型放大器输入和输出的关系图，1dB压缩点的Pin,1dB与相应的输出功率之间的关系如下：

18、其中G1,dB为压缩点的增益。图2.5 1dB压缩点输出功率和输入功率的关系曲线图d) 互调失真互调失真是引起主信号失真、互调变差的现象，由于它们很靠近于主信号，三阶互调产物对信号具有较大的影响，我们所不需要的频谱分量如谐波可被滤掉，但三阶互调由于太靠近主信号而无法被滤掉，图2.6为一个双音信号的互调失真现象。图2.6 一个双音信号的频谱从上图我们可以得出，三阶互调的幅度可以由以下公式得出其中Pout,IMD代表三阶互调产物的输出功率。e) 三阶截止点另一个用于衡量线性的重要指标为截止点。它定义为特定失真的线性延长线与输入输出功率比的线性延长线的交点，图2.7为三阶互调与输入输出功率比的关系图

19、2.7 三阶截止点f) 效率功放效率定义为将直流功率转化为射频功率的能力，在普遍使用中有三种定义，漏级效率为射频输出功率与输入的直流功率比功率额外效率与输入信号功率有关，可以表达为：PAE一般用于分析功放高增益时的性能，最后得到整体效率为：此表达式对于各种性能的计算都有用。g) 噪声噪声在功率设计不是一项很重要的性能指标，系统的噪声系数可以表达为：从以上公式可以看出噪声系数取决于前几级，功放一般为发射链路的最后一级，所以对整个系统的噪声影响比较小。3、 LDMOS功放管LDMOS属于N沟道增强型MOSFETs，管子交叉段专为高频高压的情况下做低寄生容性之用，沟道的长度决定了管子的工作频段，沟道

20、越短线性越好，LDMOS管在高功率通讯中应用于代替双级型晶体管，它在更宽的频段范围可以达到更高的增益、更低的三阶互调失真和更高的工作效率。具备这些特性的LDMOS管减少了射频功放的增益层级并带来了更高的效率，图2.8为LDMOS管与双级型晶体管的性能比较图。图2.8 LDMOS管(实线)和BJT(虚线)的性能比较曲线图(AB类功放的增益和线性曲线图)优越的线性度使LDMOS晶体管能够完全满足3G标准对线性度的严格要求，与以前的0.8um技术相比，LDMOS管很大程度上减少功耗，使3G基站达到50%的高功率密度，使WCDMA的效率提高了6%-8%和增益提高了2dB。4、 结论移动通讯系统中收发器

21、的性能主要取决于功放的性能，高增益、高线性、良好的稳定性以及高效率为上等功放的特性。前面提到了这项科研究的目的是在不考虑线性要求的情况下，采用Doherty结构设计WCDMA频段(2.11GHz-2.17GHz)的高效率功放，以下章节将会详细分析Doherty技术及其仿真设计和仿真结果。第三章 Doherty功率放大器1、 介绍功放的最高效率点出现在功率压缩点附近，其中最普遍的标准如GSM，它采用了包络调制技术如GMSK，这种调制技术保证了发射信号的包络为衡定量和通讯系统中的放大器工作于接近饱和但未出现失真的状态。另外，现代的标准如EDGE通过使用如BPSK，QPSK和QAM等调制技术做到更有

22、效的数据传输，这些技术所产生的非衡定量包络信号要求放大器工作在从压缩状态回退36dB的线性区域，这有可能引起相邻频道的干扰（ACI）从而很难达到高效率。调幅信号放大器主要有两个缺点:第一，在功放工作于满功率时调制信号会出现失真现象；第二，只能在单载波的情况达到最高效率，并往往接近于器件的最大额定功率。解决以上两个问题的方法就是如何在线性高效率工作区域提高效率。曾有人提出了几种提高效率的方案，Doherty放大器被认为是最佳选择，因为其他方案如Kahn,动态包络跟踪或采用线性度较高的元器件，不仅提高了成本而且带宽也窄。包络消除和复原技术是综合使用高效率包络放大器和非线性功放来达到高效率和高线性度

23、的放大器。这类放大器由去包络限幅器和高效率非线性功放如C类或D类组成，作为恒定幅度相位调制载波的放大级。恒定量包络使非线性放大器可工作于压缩点附近但未出现失真现象，从而达到提高效率的目的。最后，高线性功放的幅度调制将恢复相位调制信号的包络。包络跟踪是一种类似于ERR技术的方案，当功放进入线性模式，它会通过动态变化的电压来存储功率，射频功率带有幅度和相位信息，线性度的好坏完全取决于后级放大器。虽然包络跟踪的性能要比线性功放好，但是还是比不上Kahn和EER技术。图2.1汇总了普遍应用于提高效率的几种技术的效率比较图。虽然ERR和LINC技术可做好更好的性能，但是从曲线可以看出它们所对应的结构更加

24、复杂，且需一段繁琐而难以实现的调试过程。凭着Doherty技术实现的简单性，它是未来最有可能成为高效率功放的实现方案。 这章具体描述了如何运用现代晶体管的Doherty来完成功放设计，并与运用真空管的典型功放设计做比较，运用Doherty技术的负载牵引原理通过分三个阶段来解释Doherty技术。为了更好的理解，本文所引用的数据均源于理想情况下的Doherty技术。 图3.1 几种效率改善技术的功放性能对比分析图2、 Doherty功放的历史Doherty功放的设计理念最早由贝尔实验室的William H.Doherty提出的，它最原始的设计是采用真空管，那时候的晶体管不像现代所使用的，带有额外

25、的栅级以控制其传输电导。第一个Doherty电路是在1936年无线工程学院的年度大会上提出的，第一个应用于电路的晶体管是在1938年安装于WHAS in Louisville, Kentucky的一个50kW的设备上。图3.2为早在1940年杂志上采用真空管的Doherty功放示意图。图3.2 采用真空管的Doherty功放电路图3、 采用真空管的典型DPA当负载电压达到最大时，真空管也达到最高效率，但是采用真空管的功放只能在调制峰值的瞬间电压电平达到最大，保持功放33%的平均效率。对于典型的功放而言，在大多数时间段电压幅度都比较小，为了解决此问题，有必要开发一个能够提供高电压幅度的方案。问题

26、的解决方案是通过增加输出功率同时保持一个高恒量交变电压从而获得高效率。所以，首先要求交变电压达到高电平后，随着输入功率的加大高电压电平须一直保持不变，而Doherty电路成为此问题的解决方案。在Doherty所采用的电路中，其中一个真空管在电压电平下放大载波功率从而保证高效率，另外一个管子在调制峰值时提供额外的电压。确切地说，如图3.2，如果管子1提供最大电压给负载，那么与管子1并联的管子2将会在调制峰值时提供额外的电压。图3.3 采用真空管的高效率DPA结构图图3.3为带阻抗变换网络的Doherty电路，它的作用会在下文做详细说明。4、 现代的Doherty功放最简单的Doherty电路由主

27、管和副管两个管子构成，管子的输出通过一段四分之一波长的阻抗变换传输线进行并联。当主管饱和时副管传输电流，从而减少了主管输出端的阻抗。所以利用负载牵引原理主管在饱和时会传输更大的电流。由于主管已靠近最大输入功率回退6dB的饱和区域，功放这范围内会保持高效率。以下章节将详细解释电阻牵引原理、四分之一传输线的作用以及Doherty功放的工作原理。图3.4 Doherty功放的结构图5、 负载牵引技术负载牵引技术是在供电时通过相位相干源来改变射频负载的阻抗或电抗，当射频负载为无源器件时可不遵循此原理，以下将分析解释Cripps所提出的观点。根据电路基本理论，当电源2不供电而电源1供电时，图中的电阻阻值

28、为R图3.5负载牵引示意图如果电源2开始与电源1一起供电后，电阻的电压为：由于第二个电源给负载提供了额外电流，从电源1看去的电阻阻值将变为同样道理，从电源2看去的电阻阻值可以写为在带有幅度、相位单位的电流和电压以及带电抗、阻抗单位的器件的电路以上理论依然成立，所以方程3.3可以写为如果I2与I1同相Z1可以变得很大，如果I2与I1反相Z1可以变得很小。如果将以上电路的电源替换为射频功放管的输出传输电导，负载牵引技术理论可以应用到晶体管上。所以当两个晶体管并联时，其中一个管子可以通过适当的偏压来改变从另外一个管子所观察到的阻抗。这种理论可以延伸到由两个不同管子所组合的Doherty结构在不同环境

29、、不同偏压的应用当中。6、 四分之一波长传输线如图3.4所示，Doherty功放在主管和负载R之间需要进行阻抗变换以进行合理的负载调制，大部分设计方案都使用到四分之一波长传输线。图 3.6 2路DPA 示意图图3.6中的四分之一波长传输线的阻抗可表示为：展开矩阵，从图3.6中可得出Vp为最后的输出电压，并受主管电流的影响，所以从整体来看线性度只跟主管的特性有关，副管在电压下降的时刻保持主管电压电平不变。表达式可转换为：由I1与Ip的关系得所以得出副管放大器的峰值电压计算公式为：前面所解释的DPA工作原理可帮助理解四分之一波长传输线的作用，它能够在主管电压达到饱和时使主管阻抗减少，从而加大电流来

30、保证效率不变。7、 特性阻抗的计算正如前面所讨论的，Doherty技术理论正是为了提高放大器在更宽频范围内的效率，而一般情况下只能在电压电平的峰值其效率才能达到最大，解决这个问题的方案可通过主管的预饱和、四分之一波长传输线和副管来降低主管的阻抗，从而维持主管的最大电压电平，该理论将会在下面章节做详细的解释。在分析Doherty功放的工作原理之前，有必要先分析四分之一波长传输线的特性阻抗Ztl，与图3.7中的功放模块负载Zload。图3.9为理想情况下主管和副管的特性电流和电压，从图中可以看出主管输出电压Vm，在最大电压值Vmax回退6dB的范围内为一定量。假设“n”代表6dB回退范围，其值为0

31、和1，1代表最大输入功率，它满足图3.7中讨论的负载牵引理论，图3.7中的四分之一传输线中的阻抗为：由于将（3.10）中的I0替换掉得：图 3.7 DPA 电路替换掉(3.12)中的Z0得：主管输出电压V1可表示为：合并方程得：从图3.9中的特性曲线图根据最大电流Imax/2可以得出在6dB回退范围内电流与n值之间的关系为：替换掉电流值可得：简化以上方程：正如前面所说的，在6dB回退范围内效率的提高需要保持V1不变，所以需独立出因数n,从以上方程可以得出：为了简化Doherty的结构，四分之一波长传输线的特性阻抗需为负载阻抗的两倍，这使主管在电流只有最大电流一半的时候依然能达到最大电压。8、

32、工作原理Doherty的工作原理通过三个阶段来做分析，即低、中、高电平，图3.8所示为DPA的结构框架图，副管前面的四分之一波长变换器补偿在主管前的阻抗变换中所引起的相位转换。图 3.8 DPA的结构架构图 3.9 DPA的特性电流和电压如图3.9所示为理想情况下在输入信号的整个范围内主管和副管的特性电压和电流波形图，副管A2的转折点P上的工作原理前面已做了解释。a) 第一阶段低电平输出信号（PoutP）在低电平输入时，副管处于关闭状态，主管接收所 有的输入信号，同时主管也起到控制源电流的作用，如图3.10所示，副管的无限大阻抗使主管的阻抗为Ropt的两倍，当电流达到峰值的一半时高输出阻抗会使

33、主管进入预饱和状态，由于电压已达到峰值，虽然管子未达到最大功率但是系统已工作在最大效率。图3.10 DPA工作的第一阶段b) 第二阶段中电平信号输出（Pout=P）当主管达到饱和状态，适当的偏压将会改变副管的电流开始工作，这时副管将控制电流源而主管控制电压源。根据负载牵引理论，副管电流的增加将使从四分之一波长传输线观察的阻抗Rout变大，如图3.8所示。四分之一波长传输线的特性阻抗可以表示为：因此Rout变大将使从主管看的Rin变小，从而使主管在输出电压未达到饱和前就已保持不变，并同时加大主管的输出电流，如图3.9所示。输出电流的增加也提高了输出功率。图3.11 DPA工作的第二阶段当电压电平

34、接近于饱和时效率也接近到最大值，随着输入信号的加大，副管的输出阻抗将一直下降，同时主管和四分之一波长传输线的阻抗将会加大。c) 第三阶段高电平信号输出（TPoutPmax）图 3.12 DPA工作的第三阶段随着输出信号的增加，负载功率将一直上升，直到副管饱和。一旦达到最大值，主管和副管的阻抗将等于四分之一波长传输线的阻抗Ropt，如图3.12所示，主管电流在这电平上已达到最高点，输出功率也达到峰值。所以在加大输入时，副管在一直调节负载来阻止主管进入饱和状态，从而保持最大效率输出。9、 Doherty结构的性能Doherty功放在转折点T和满功率上会出现最大PAE，图3.13为理想情况下功率额外

35、效率曲线图。效率曲线在回退6dB区域中的小斜线是由于副管的低效率引起的，假设主管为B类放大器，Doherty结构能够在功率回退6dB范围内效率达到78.5%，两路Doherty功放的效率见RaabRaab00。以上公式在计算不同输入电压下的效率会很有用，所以，Doherty结构最适用于峰均比在610dB左右的非衡定量包络调制系统。图3.13 效率曲线图，实线Doherty PA,虚线典型B类PA10、 优缺点Doherty功放的优点和缺点在过去很多文献中讨论过Yang02，以下将与其他效率改善方案做比较。比较突出的优点：高效率：Doherty功放基于负载牵引技术，采用四分之一波长传输线传输，比

36、其他如EER方案能够做到更高的效率，在输出功率回退6dB的区域范围内PAE较高时，这些放大器仍可工作在失真较低的线性区域。线性方案的实现：结构简单，常见的线性方案使Doherty功放在前馈和预失真中容易实现。方案简易：Doherty利用了简单的射频技术如负载牵引技术，而且不牵涉任何用于消除包络，恢复包络和跟踪包络的包络牵引电路等复杂的技术。Doherty结构也有一些缺点如增益衰退，互调失真差和带宽窄。带宽窄是由四分之一波长传输线引起的。由于现代无线通讯的带宽都很窄，这将不会成为严重的缺点；而增益衰退是由副管引起的，但衰退的增益在低功率电平时，与载波放大管的高增益相比它会显得比较低；另外一个比较

37、显著的缺点就是由于副管的低偏压量所引起的互调失真，有关这问题的解决方案曾有人提出Iwam00，运用主管适当的偏压来达到非线性产物的抵消，N路结构也是一种解决方案，这将在下一章中做详细讨论；另外一个比较突出的问题就是Doherty结构的阻抗匹配问题，针对此问题的解决方案也曾有人提出，通过带偏移量的传输线来调节负载终端的实部参量。11、 结论虽然已讲解了理想的Doherty技术，但是实际中的应用要求主管和副管特性接近于理想状态，为了使不同类型的功放管与理论分析中的主管和副管性能相匹配，需通过优化来达到更高的效率和线性度。以下章节将讨论Doherty结构中功放管在不同类型组合时的性能，以及在改善性能

38、中有可能用到的方案，下文将讨论有关使用LDMOS晶体管来设计2.14GHz、双路Doherty功放的详细设计步骤、性能分析、导数重叠原理、偏压的自我调节等线性改善技术，还会提到有可能采用到的实现方案。第四章 设计与实现1、 前言Doherty技术的基本原理和实现在前一章已做了解释，这一章将详细介绍它的设计与实现，分析如何选择功放管类型以最接近和匹配于理论Doherty功放中的主管和副管，同时与相应典型功放的性能作对比。本章详细介绍了两级Doherty结构的设计步骤和分析其在UMTS频段的性能，如直流仿真、偏压点的选择、S参数仿真、匹配电路的设计、负载牵引分析以及优化。2、 WCDMA指标前面提

39、到，这个项目的目的在于学习和实现应用于WCDMA的功放，WCDMA指标也称为全球移动通讯系统并成为3GPP规范中的一项，它的标准被引入了频谱有效调制中的高速率应用中。峰均比取决于所占用的数据通道，因此，高峰均比伴随着高速率。WCDMA可以提供高达2Mbps的速率，功率峰均比接近6dB，比QPSK调制还要高。基站放大器在效率比较低的饱和状态其工作电压电平会下降，解决此问题的方法是在功率回退后补偿能量损失从而提高工作效率。3、 设计结构在Doherty结构中我们所采用的电路由两个LDMOS功放管组成，放大管的输入与50ohms相匹配，并联功放管通过输入相位补偿和输出合路器合并为一路。在输入端通过一

40、个90度分路器将输入信号分为隔离度比较理想的两路，以下将详细介绍每一分路的设计步骤。图4.1 Doherty功放的结构4、 类型的选择以下重点分析如何选择最佳类型的功放管以最匹配于理论设计中Doherty功放的主管和副管性能，如图4.2所示为Doherty功放的电压电流曲线图。图4.2 DPA的电压和电流特性第一章中提到，我们设计的目的是在已选定的负载R，让两个功放管在最理想的效率下传输最大的功率。从不同类型管子的分析可以看到，通过晶体管类型如A类、AB类或者B类的偏压可达到要求的主管性能，而副管只在输入信号的峰值点才被激活，因此设计只要求副管放大超过最小门限的信号，这可通过类似于C类管子在低

41、于关断电压电平时，使管子产生偏压的方法来达到上述目的，故副管只在主管接近饱和时才开始工作。5、 设计过程a) 设计功放管的通路主管和副管的设计与典型的设计相类似，通路的基础设计包括优化负载阻抗使功放管工作在最大功率和最高效率，下一步设计匹配网络使功放管的负载阻抗达到要求，最后一步为设计偏置网络使功放管工作在一个稳定的工作点。图4.3 主管和副管的输入和输出匹配网络以下段落将详细描述在UMTS频段，中频为2.14GHz带宽为5MHz的频段如何使用LDMOS FETS AB类功放管作为主管，C类功放管作为副管来设计Doherty功放，并与典型的AB类放大器的设计做性能方面的比较。b) 直流分析在进

42、入Doherty放大器主管和副管的设计之前，有必要先分析下所考虑采用的LDMOS管的传输特性，不同类型的管子所对应的工作点可以简单从图4.4的传输特性看出。图中的曲线代表漏级电压为26V的情况下不同类型的管子所对应的门限电压值。图4.4 LDMOS FET的传输特性图4.5 LDMOS FET的输出特性c) 优化负载阻抗的方法通过优化负载阻抗使LDMOS管的阻抗达到要求，这需要用到负载牵引理论。如前面所解释，负载牵引分析中功率和效率的曲线有可能会做必要的调节，因此，对于同一个负载阻抗最大功率和最高效率也许会不一样，通过权衡分析需考虑负载阻抗能否使功放管工作在最高效率，如图4.6所示为对应于最大

43、功率和效率的负载牵引仿真结果。图4.6 负载牵引的仿真结果图4.7为在UMTS频段功放管输出阻抗为8.6+j19.1时的性能，输出与50ohms相匹配。图4.7 功放管通路的性能d) 输入和输出匹配从上一节中负载牵引的分析结果可以看出，性能的优化需要LDMOS的输出阻抗为8.61+j19.1，在设计频段中由于虚部会消耗功率，输出阻抗的虚部需要被抵消掉，这将保证负载为纯电阻性，从而使工作频段上的输出信号完全被转化为实际功率，最简单的方法是制造频率谐振点来抵消虚部，因此可通过在输出部分接入2nH分路使输出阻抗为实部，这将有利于四分之一波长的阻抗转换。正如前面的所说，输入阻抗已与50ohms互相匹配

44、。图4.8 输出匹配e) 偏压Doherty结构要求主管和副管的两种不种偏压，主管需要在门限以上进行偏置，这也是AB类管的要求；而副管由于C类管子的特性它需要在低于门限电压电平时被激活，为了实现偏压的灵活性，电压分路被合并在一起，VDD通过一个电感对功放管的输出端进行供电，该电感在工作频段一般起到隔交流作用。虽然目前所讨论的设计是分别采用AB类和C类管子作为主管和副管，但下文将介绍主管和副管分别为B类和C类的组合情况，如图4.1所示总结了主管和副管的偏压。图4.9不同类型管子所对应的门限偏压电平f) 设计输出合路器输出合路器的设计方法为四分之一波长阻抗变换，如图4.9所示为输出电路与阻抗变换器

45、的组合图，根据上一章中的Doherty技术的负载牵引分析，在四分之一波长阻抗变换器之前输出阻抗为64Ohms可使主管获得最佳性能，RL的值由功放管并联通路数来决定，功放管达到最佳时的输出阻抗值为：对于一个两路Doherty功放而言，对于一个输出阻抗为64Ohms而言，对于一个两路结构，等opt图4.10 输出合路器另外，四分之一波长传输线R2已被连接到输出回路来匹配L来达到ohms，的特性阻抗为：通过理想传输线已实现了初始阶段的设计，在完成印刷电路板之后可进行适当的调整。图 4.11 DPA的电路图6、 设计的实现如图.11为 Doherty放大器主管和副管并联的电路示意图，主管和副管的设计采

46、用同样的管子（LDMOS FETs），主管和副管的输出与64ohms匹配并最终得到8.61+j19.1的负载阻抗，一段64ohm的四分之一波长传输线被做负载牵引，而一段40ohm的四分之一波长传输线被用于与两路64ohm传输线的合路做匹配并得到ohms,输入信号被电桥分路器分为两段正交信号（相位相差90度），这两段信号随后进入管子类型一样但门限偏压不一样的主管和副管，主管与同位的一路信号（0度）连接，而副管与正交的另一路信号（-90度）连接，相位失配的补偿将在主管输出的四分之一波长传输线完成，通过给分压器选择适当的电阻使每级的偏压达到指标值。7、 结论目前已实现了Doherty功放在UMTS频

47、段的两级电路，Doherty结构的性能取决于两级功放管的类型，管子的组合有无数种但每种设计方案都有其优劣势，以下章节将分析主管和副管有可能的组合以及仿真结果的优化。第五章 仿真和优化1、 前言通过AgilentADS2003可以完成对前面设计的Doherty结构进行性能分析，这章我们将提供DPA在采用单音和双音信号的两种不同实现方法及其仿真结果，这两种设计将与相应的典型功放做比较。同时，本章将会提到主管和副管两级偏压的影响，通过设计的优化来达到最好的效率线性特性，最后提供了一份改善Doherty线性方面的案例学习。2、 Doherty功放Doherty功放是主管为AB类副管为C类的组合，偏压点

48、的设置取决于图4.4中LDMOS晶体管的传输特性，表5.1为偏压点的选择，对于AB类和C类其工作点有一定范围的。表5.1 Doherty放大管的偏压点a) 单音信号的仿真结果Doherty功放在中频2.14GHz、供电电压为26V时完成了单音信号的测试,图5.1为Doherty与典型的AB类放大器做比较所得到的PAE响应比较图，Doherty与具有相同功率容量的典型AB类功放相比，在宽频输出范围内Doherty的PAE比较高，在最大输出功率回退6dB点PAE高出了15%,对于一个带非衡定量包络调制的供电系统而言，是一个很好的改进，表5.2为不同输入信号电平时的直流功率损耗值。图5.1 DPA

49、与典型AB类功放的PAE曲线图表5.2 DPA在不同输入电平信号的射频性能如图5.2和图5.3所示为不同输出功率电平下的主管和副管电流、电压值，从图中可以看出副管的偏压会使主管进入预饱和状态，虽然从理论分析的结果可以推得主管的输出电压值在最大输出功率回退6dB的范围内会保持不变，从图5.2可以看出电压电平出现一个轻微的下降，这是由于主管的功率泄漏到副管所引起的，通过控制主管的饱和响应可以使副管进入工作状态。图5.2 DPA主管和副管的电压变化图5.3 DPA主管和副管的电流变化如图5.4所示为主管和副管漏级电流波形，管子类型虽不能确切地从图作出判断，但这不要紧，图5.3(ii)中主管和副管的电

50、流值符合Doherty原理。图 5.4 DPA主管和副管的漏级电流波形如图5.5所示为DPA和典型AB类功放的增益曲线图，虽然增益曲线图和1dB压缩点相类似，但是与典型的AB类相比增益出现一个轻微的下降，原因是副管为C类偏压，很难将它的增益匹配到比主管还大，除非牺牲整体的增益，这种情况可通过给副管传送比主管更大功率的方法来解决。图5.5 DPA和典型AB类功放的增益图5.6给出了DPA回损的测试结果，在整个输入范围内输入回损大于13dB。图5.6 DPA的输入回损(dB)b) 双音信号的仿真结果在中频为2.14GHz和单载信号带宽为1MHz的情况下完成了双音信号的仿真，如图5.7(i)和(ii

51、)所示为仿真所得的IMD3和IMD5响应曲线图。图5.7(i) DPA双音信号的IMD3(dBc)图 5.7(ii) DPA双音信号的IMD5(dBc)如图5.8为典型AB类和DPA功放在不同输出功率时的IMD3失真功率，从图中可以看出DPA的互调失真性能比较差，失真是由于主管的低偏压条件引起的，偏压的优化对于主管和副管所产生失真的抵消至关重要。图5.8 DPA与典型AB类功放双音信号的 IMD3比较图表5.3总结了典型AB类与DPA功放的性能比较，从比较图中可看出在未改变其他射频性能的情况下DPA表现出更加优越的PAE响应。表5.3 DPA与AB类功放的射频响应3、 Doherty （B类C

52、类）前面已探讨了Doherty PAE响应的改善空间，将主管更换为B类管子成为一个明显的选择，Doherty 为B类和C类管子并联组成，设计步骤与Doherty 非常类似，表5.4已总结了主管和副管的偏压值，从表中可以注意到在Doherty 中副管采用了偏压稍微更大(2.3V)的C类管子。表5.4 Doherty功放的偏压点与DPA不相同的是DPA在功率回退后PAE表现出比较明显的峰值，这从图5.9(i)的m2点可以看出。这个PAE初始的峰值在输出功率为34dBm为54.8%，P1dB为40dBm的时候PAE为68%,其主要原因虽可归结为主管B类的偏压，但副管更大的偏压同样起到不可忽视的作用，

53、为了获得主管更好的饱和响应需对副管的偏压进行优化。图5.9（i) Doherty单音信号的PAE响应图5.9(ii) Doherty单音信号的增益响应从图5.9（ii）所示，主管产生过大的互调导致增益响应线性度恶化，通过对主管饱和响应的调节可使其线性度变好，如图5.9(iii)所示为DPA的1dB压缩点，同时也体现出比较平滑的增益响应。图5.9(iii) Doherty单音信号的1dB压缩点DPA与典型B类功放也做了响应比较，如图5.10(i)和(ii)，Doherty的PAE在功率回退后比典型B类功放高出25%,三阶互调失真曲线在宽频输出功率范围内相接近。图5.10(i) DPA与典型B类功

54、放单音信号的PAE比较图图5.10(ii) DPA与典型B类功放双音信号的IMD3(dBc)比较图4、 Doherty结构的比较前面已经做了Doherty和Doherty功放性能的比较，如图5.11(i)表示了两种结构2.14GHz单音信号的PAE与输出功率的比较，Doherty功放在整个输出功率范围内表现出更高的效率，如图5.11(ii)为IMD3比较图，虽然DPA和DPA的IMD3在高功率电平相类似，但在低功率电平段DPA表现出更好的性能。图5.11(i)DPA与DPA双音信号的PAE(dBc)比较图图5.11(ii)DPA与DPA双音信号的IMD3(dBc)比较图5、 负载调制的重要性D

55、oherty功放的特性在于其PAE响应在功率回退后达到一个初始峰值并一直保持直到达到管子达到峰值功率，这初始峰值出现在主管饱和副管开始工作的时刻，图5.11为理论分析的Doherty功放和实际设计出来的PAE比较图，从图中可以看出，实际设计的功放效率比理论分析的结果要稍微低了，其原因可归结为在理论分析中的主管和副管为理想管子，主管在转折点之前（最大输出功率回退6dB点）须起到理想的电流控制作用，而在转折点之后变为电压控制作用；副管须在转折点之前保持开路，而在转折点之后起到控制电流的作用，所以在转折点之前副管不会影响到主管，故在这点上出现了一个PAE最高点。图5.12 理论DPA与DPA的PAE

56、曲线图而实际上，Doherty功放中的副管晶体管具有很多分路和反馈电容，使输出阻抗表现为电抗性从而减少了其电阻值，这会导致主管的功率泄漏到副管中从而影响到负载调制，所以副管的S22在转折点上不是完全开路的。表5.5总结了在输出信号范围内的副管的输出阻抗，在最大输出功率回退6dB点副管的输出阻抗接近400 Ohms，这在低功率电平很容易影响到主管的性能。表5.5 主管和副管在不同输出功率电平的输出阻抗从主管泄漏到副管的功率将会导致效率变差，寄生反馈使得副管的输出阻抗变得复杂，再加上分路上的电容，使得很难达到纯阻性的负载调制，同时这也会影响到功率匹配，针对这种情况曾提出了有很多种方案Yang02，

57、最普遍的方法就是使用功率匹配电路和副管的偏移传输线来对输出阻抗进行变换以接近于开路。6、 DPA中主管偏压的影响DPA和DPA的仿真结果体现出Doherty结构中主管和副管的管子类型选择的重要性，这一段将分析Doherty中主管偏压的影响，表5.6为分析用的管子类型的偏压值，副管的偏压保持为C类的偏压(Vgc=3.00V)。表5.6 每一种管子所对应的偏压值图 5.13 Doherty结构中随主管偏压的变化的PAE响应图(Vgc在3.8V4.7V之间变化)图5.14(i)为随主管偏压从3.8V4.7V变化的PAE仿真曲线图，从图中可以看出效率有个明显的下降，尤其在功率回退范围随着主管门限电压的

58、下降（接近于A类管子），副管为C类管子使DPA在最大输出功率保持效率不变，图5.14(ii)代表主管偏压从4.8V5.7V变化的增益响应曲线图。图5.14(ii) Doherty结构中随主管偏压变化的PAE响应图(Vgc在4.8V5.7V之间变化)图5.14(iii) Doherty结构中随主管偏压变化的增益响应图(Vgc在4.8V5.7V之间变化)7、 DPA副管偏压的影响Doherty功放的性能主要取决于有源器件的负载阻抗，如前面所说的，副管给主管充当有源负载，当输入功率增加时副管将开始改变主管的负载，换而言之，当主管处于压缩状态副管电流必须加大来改变负载阻抗。在这种条件下，如果副管为C类

59、，其负载值达不到理论中的最大值，所以总输出功率会降低，从这些缺陷可以同样推出当副管为B类和AB类偏压时的分析结果。图5.15（i） DPA单音信号的PAE响应(Vgp从4V2.5V变化)当主管为AB类管子并在恒定偏压下工作时，以下分析当副管分别采用AB类，B类和C类，副管偏压变化时分析其整体性能，如图5.15(i)为当副管采用不同类型管子时所对应的PAE响应曲线图，当副管为C类时，其PAE在6dB回退点上超过了55%，而当副管为AB类和B类时，其PAE在同一回退点上只能分别达到30%和50%，所以在副管采用C类管子时6dB回退点上的其效率达到最大值。图5.15 (ii) DPA单音信号的增益响

60、应曲线图(Vgp从4.00V2.5变化)图5.15(iii)为副管偏压变化时所能达到的最大输出功率对比图，从图中可以发现C类所对应的偏压电平下的输出功率与B类相比要少很多，同样可以看到越靠近C类偏压曲线会出现IMD3稍微变大和线性变得更差，图5.15(iv)为副管分别采用AB类，B类和C类时的IMD3(dBc)比较图。图5.15(iii) DPA单音信号输入功率对应输出功率曲线图5.13(iv) DPA双音信号的IMD3响应曲线图从以上的结果可以发现副管的高偏压电平可以带来更好的线性度和更高的输出功率，但这将使DPA负载调制和提升效率的带宽变窄，相比之下，如图5.15(i)低偏压电平在线性度条

61、件相同的条件下依然能够改善回退效率。所以在基站DPA的设计中应该考虑到优化后的偏压电平所对应的最高效率与线性度之比的特性，在高效率应用中，DPA会与线性系统一起使用，来达到与典型功放一样的线性度。8、 结论在这一章，实现了两种不同的DPA结构并做了详细比较，同时也讨论了两种DPA的仿真结果，结果显示在输出峰值功率为10W时可以达到最大效率65%。分析了在输入信号范围内的射频性能，实践得出所设计功在6dB回退点其功率额外效率接近于55%，与响应的典型功放相比提高了15%。最后，分析了在线性度和效率优化中主管和副管偏压电平的各种不同组合。第六章 总结和结论1、 总结项目实现了基站收发系统中用于WCDMA规范的Doherty功放，涉及内容包括采用LDMOS晶体管如何实现两级